Sändarantenn

Planar sändare matas av en hornantenn. Struktur som visar enhetsceller.

En transmitarray-antenn (eller bara transmitarray eller kallad lagerlinsantenn ) är en fasförskjutningsyta (PSS), en struktur som kan fokusera elektromagnetisk strålning från en källantenn för att producera en högförstärkningsstråle . Transmitarrays består av en uppsättning enhetsceller placerade ovanför en källantenn (matningsantenn ) . Fasskiftningar appliceras på enhetscellerna, mellan element på mottagar- och sändningsytorna, för att fokusera de infallande vågfronterna från matningsantennen. Dessa tunna ytor kan användas istället för en dielektrisk lins . Till skillnad från fasstyrda arrayer kräver inte sändarmatriser något matningsnätverk, så förlusterna kan reduceras avsevärt. På samma sätt har de en fördel gentemot reflektorer genom att matningsblockering undviks.

Det är värt att förtydliga att sändarmatriser kan användas i både sändnings- och mottagningslägen: vågorna sänds genom strukturen i båda riktningarna. En viktig parameter i design av sändare är $F/D$ -förhållandet, som bestämmer bländareffektiviteten . $F$ är brännvidden och $D$ är diametern på transmitarrayen. Det projicerade området av matningsantennen bestämmer belysningseffektiviteten hos en sändarpanel. Förutsatt att insättningsförlusten för varje enhetscell minimeras, kan en aperturarea som är lämplig för matningsstrålningsmönstret effektivt fokusera vågfronterna från matningen.

Översikt över tekniker

Transmitarrays kan delas upp i två typer: fasta och omkonfigurerbara. Såsom beskrivits tidigare är en sändarmatris en fasskiftande yta som består av en grupp enhetsceller. Dessa fokuserar vågfronterna från en matningsantenn till en smalare strålbredd. Genom att applicera en progressiv fasförskjutning över sändarsystemets öppning kan strålen fokuseras och styras mot en riktning bort från sikten (0° vinklar).

Fasta sändare

Ey-fältkomponent i ett tvärsnitt genom en plan transmitarray som består av dubbelkvadratslingenhetsceller. Krökningen av de utgående vågfronterna minskar ( direktiviteten ökas) jämfört med de infallande vågfronterna.

Tänk först på fasta sändarmatriser. Vid varje plats på strukturens yta skalas eller roteras enhetscellerna fysiskt för att erhålla den erforderliga amplituden och fasfördelningen . Således är endast en fokuseringsriktning tillgänglig. Målet är att approximera den ideala fasfördelningen, såsom $\Delta \phi (x,y)={\frac {- 2\pi }{\lambda _{0}}}{\sqrt {x^{2}+y^{2}+F^{2}}}$ för ett flöde som finns på $\ displaystyle (0,0,-F)}$ , vilket kan uppnås genom att diskretisera sändarsystemets yta i flera Fresnel-zoner . Hög bländareffektivitet (55 %) kan uppnås vid sneda infallsvinklar med hjälp av precisionsbearbetade dubbla delade ringspårenheter . En switchad sändarmatris som täcker 57–66 GHz-bandet har rapporterats. Tre olika typer av enhetsceller användes, baserade på patchar och kopplingsslitsar. På liknande sätt använde en 60 GHz-design enhetsceller med en 2-bitars fasupplösning och valde ett optimalt $F/D$ -förhållande för att bredda bandbredden . När $F/D$ = 0,5 uppnåddes en skanningsförlust på 2,2 dB vid en 30° styrvinkel.

Olika typer av enhetsceller har använts inom samma transmitarray. I, slitselement nära mitten av transmitarrayen, eftersom deras polarisationsprestanda är bättre vid normal infallsvinkel , medan dubbla fyrkantiga ringspårelement användes vid kanterna, eftersom de presterar bättre vid sneda infallsvinklar . Detta gjorde det möjligt att öka matarhornets dämpade (utvidgade) vinkel , och därmed längden på hornet och den totala antennstorleken att minskas. Enhetsceller krävdes inte i mitten av sändarsystemet, där fasförskjutningen var 0°. Detta minskade insättningsförlusten till cirka 1 dB vid 105 GHz, eftersom majoriteten av strålamplituden var i den centrala regionen. I en annan design användes substratintegrerad vågledare (SIW) aperturkoppling för att minska insättningsförluster och bredda bandbredden för en sändarmatris som arbetar vid 140 GHz. På grund av det stora antalet vias som krävdes skedde denna prestandaförbättring på bekostnad av en mer komplex och kostsam tillverkning.

Det har visats att implementering av transmitarray kan delas in i två tillvägagångssätt: skiktad spridare och guidad våg. Det första tillvägagångssättet använder flera kopplade lager för att uppnå en fasförskjutning, men har dålig sidolobsnivå (SLL) prestanda vid styrning på grund av högre ordningens Floquet-lägen . Det andra tillvägagångssättet möjliggör bredare styrning, på bekostnad av ökade hårdvarukostnader och komplexitet.

Omkonfigureringsmetoder

I en omkonfigurerbar sändarmatris bestäms fokuseringsriktningen genom elektronisk styrning av fasförskjutningen genom varje enhetscell. Detta gör att strålen kan styras mot användaren . Elektronisk omkonfigurering kan åstadkommas med flera möjliga metoder.

Strålningsmönster för en plan transmitarray.

PIN-dioder kan användas för att möjliggöra snabb fasomkonfiguration med en insättningsförlust under 1 dB. Emellertid krävs vanligtvis ett stort antal komponenter, vilket ökar kostnaden. En omkonfigurerbar sändarmatris, som arbetar vid 29 GHz med cirkulär polarisation , har demonstrerats som en strålbildare . En siktförstärkning på 20,8 dBi uppnåddes och skanningsförlusten var 2,5 dB vid 40° . Ett annat implementeringsexempel är en aktiv Fresnel -reflektor med styrkretsar för PIN-dioderna. Även om enhetscellerna var optimerade, var skanningsförlusten 3,4 dB vid 30°. Omkonfigurerbar närfältsfokusering kan implementeras med användning av platser som innehåller PIN-dioder. Genom att justera fasen jämfört med en referensvåg, holografiska principer användningen av en kompakt, plan matningsstruktur och undertryckande av oönskade lober . Detta utökades till en implementering av ett Mills-kors baserat på PIN-dioder, där en bländare syntetiserades för avbildningstillämpningar . Radiella stubbar användes för att isolera förspänningslinjerna från RF . Genom att slå på eller av kombinationer av metaelement blev skanningsförlusten 0 dB för styrvinklar på ±30°, men den totala verkningsgraden var endast 35 %.

Under 2019 matades en sändarmatris av en plan fasad array som arbetade vid 10 GHz, för att uppnå en högstråleövergångsförstärkningsnivå samtidigt som en bländareffektivitet på 57,5 ​​% bibehölls. Skanningsförlusten var 3,13 dB vid ±30°. På liknande sätt har en linsförbättrad fasad arrayantenn, liknande en sändarmatris, demonstrerats. Genom att kombinera strålstyrningsförmågan hos fasstyrda arrayer och fokuseringsegenskaperna hos transmitarrays, har denna hybridantenn en mindre formfaktor och styr till ±45° i båda planen med en 3,2 dB ökning av riktverkan vid denna vinkel. Dess omkonfigurerbara fasskiftande yta (PSS) innehöll mikro-elektromekaniska (MEMS) omkopplare för att ändra längden på resonatorer, inklämda i en antenn-filter-antennstruktur. PSS skapade den optimala 2D-fasfördelningen som behövdes för att uppnå strålfokusering med hög förstärkning, men MEMS-tillverkningsprocessen var komplex och kostsam och krävde ett stort antal kontrolllinjer. MEMS och andra mekaniska växlingsmetoder kan uppnå en relativt låg insättningsförlust (2,5 dB) och en utmärkt linjäritet , men är benägna att få problem med tillförlitlighet och tillförlitlighet

Omkonfigurerbara material har visat sig lovande för att möjliggöra en sändare för strålstyrning med låg förlust. En vanadindioxidmetayta som arbetar vid 100 GHz presenterades med användning av en enhetscell med korsade luckor. Ett värmeelement användes för att termiskt styra fasförskjutningen genom varje cell. Permittiviteten hos flytande kristaller (och därmed fasförskjutningen) kan omkonfigureras genom att applicera en spänning mellan två parallella ledande plattor. Flytande kristall har dock flera praktiska utmaningar. Vätskan måste vara hermetiskt försluten i ett hålrum och kristallorienteringarna inriktade med hålrummets väggar i ett opartiskt tillstånd. Vätskan kan flöda mellan celler, vilket orsakar en variation i sändarsystemets RF- egenskaper och dynamiska instabiliteter. Reflektorer med flytande kristaller har undersökts omfattande vid 78 GHz och 100 GHz. I designades en lins av metamaterial för fisknät som använde flytande kristaller för att uppnå ett 360° elektroniskt kontrollerat fasområde. 5 dB enhetscellinsättningsförlusten skulle kunna minskas genom att kontrollera Bloch-impedansen (både $\epsilon _{r}$ och ${\displaystyle \mu _{r}})$ för varje enhetscell. Fördelen med flytande kristaller är att dess förlusttangens minskar med frekvensen , men den lider av en långsam kopplingstid på cirka 100 ms och tillverkningssvårigheter.

Geometri och strålningsmönster

Koordinatsystem för en plan sändarmatris som matas av en hornantenn.

En konventionell transmitarray består av ett plant arrangemang av enhetsceller, upplysta av en matningskälla. För denna struktur är den nödvändiga fasfördelningen : $\phi _{m}(x_{m},y_{m},z_{m})=-k_{0}(\sin {\theta _{0}}\cos {\phi _{0 }}x_{m}+\sin {\theta _{0}}\sin {\phi _{0}}y_{m}+\cos {\theta _{0}}z_{m})$

där ( $\theta _{0}$ , $\phi _{0}$ ) är höjd- och azimutstyrriktningarna, och $(x_ {m},y_{m},z_{m})$ är koordinaterna för enhetscellen $m$ . Observera att $x_{m}=\left(m+{\frac {M-1}{2}}\right)d$ , $y_{n}=\left(n+{\frac {N-1}{2}}\right)d$ och $z_{m}=0$ . $M$ och $N$ är det totala antalet enhetsceller i $x$ - respektive $y$ -riktningarna.

När man endast styr i azimut, förenklas detta till: $\phi _{m }(x_{m},y_{m})=k_{0}(d_{m}-\sin {\theta _{0}}(x_{m}\cos {\phi _{0}}+y_ {m}\sin {\phi _{0}}))$

där $d_{m}={\sqrt {(x_{m}-x_{f})^ {2}+(y_{m}-y_{f})^{2}+z_{f})^{2}}}$

och ( $x_{f}$ , $y_{f}$ , $z_{f}$ ) är koordinaterna för flödet, i detta fall (0,0, - $F$ ).

Det totala strålningsmönstret kan beräknas med hjälp av. Här kombineras termer för att uttrycka formeln i sin helhet: $E( \theta ,\phi )=\summa _{m=1}^{M}\summa _{n=1}^{N}\cos ^{q_{e}}\left({\theta -\theta _ {0}}\right){\frac {\cos ^{q_{f}}\left({\theta _{fmn}}\right)}{\sqrt {(md)^{2}+(nd) ^{2}+F^{2}}}}|T_{mn}|e^{j\Psi _{mn}}\ gånger e^{-jk\left({\sqrt {(md)^{2 }+(nd)^{2}+F^{2}}}-d(m\sin {\theta}\cos {\phi }+n\sin {\theta}\sin {\phi})\right )}$

där strålningsmönstret för den styrda arraykällan modelleras som $\cos ^{q_{e}}\left({\theta -\theta _{0}}\right)$ . Termen $e^{j\Psi _{mn}}$ motsvarar de faser som appliceras på sändarenhetscellerna, för att ångra fasvariationen på grund av cellernas geometri från matningen, dvs. $e^{j\Psi _{mn}}e^{-jk\angle G_{mn}}=1$ .

Kantavsmalning och bländareffektivitet

$G_{\textrm {edge}}=10\log _{10}\left(\cos ^{n}{\theta _{sub }}\right)$ En kantavsmalning på cirka -10 dB önskas, så att belysningseffektiviteten maximeras.

För en plan (konventionell) sändarmatris, matad av en antenn med strålningsmönster $G_{f}(\theta ,\phi )=\cos ^{n}{\ theta }$ , och subtended vinkel $\theta _{sub}=\tan ^{-1}\left({\frac {D}{2F} }\right)$ , avsmalningseffektiviteten beräknas av: $\eta _{s}=1-\cos ^{n+1}{\theta _{sub}}$$\eta _{t}={\frac {2n}{\tan ^{2}{\theta _{sub}}}}{\frac {(1-\cos ^{(n /2)-1}{\theta _{sub}})^{2}}{({\frac {n}{2}}-1)^{2}(1-\cos ^{n}{\ theta _{sub}})}}$

$\theta _{sub}$ är en funktion av $F/D$ . Observera att $\cos(\tan ^{-1}{x})={\frac {1}{\sqrt {1+x^{ 2}}}}$ , så med ${\displaystyle x={\frac {D}{2F}}} ,$ kan denna formel uttryckas i termer av $F/D$ , snarare än den dämpade vinkeln. Belysningseffektiviteten är produkten av dessa: $\eta _{i}=\eta _{s}\eta _{t}$ . Den totala bländareffektiviteten $\eta _{ap}$ erhålls genom att multiplicera med materialförluster och eventuella termer för riktningsreduktion.

Enhetscelldesign

En mängd olika enhetscellformer har föreslagits, inklusive dubbla fyrkantiga slingor , U-formade resonatorer , mikrostriplappar och slitsar . Den dubbla fyrkantsslingan har den bästa överföringsprestandan vid vida infallsvinklar , medan en stor bandbredd kan uppnås om Jerusalem-korsslitsar används. En omkopplingsbar FSS med MEMS-kondensatorer demonstrerades i. Det fyrbenta laddade elementet användes för att få full kontroll över egenskaperna för bandbredd och infallsvinkel . För rymdtillämpningar, där termisk expansion måste beaktas, kan luftgap mellan skikten användas istället för dielektriska, för att minimera insättningsförlusten ( endast metallsändare). Detta ökar dock tjockleken och kräver ett stort antal skruvar för mekaniskt stöd.

Designexempel

Jerusalem cross slits 2-lagers enhetscell (AV-läge, 0° fasförskjutning).

Korsad kortplats 2-lagers enhetscell (PÅ-läge, 180° fasförskjutning).

Korsad slits 2-lagers enhetscell: sidovy som visar dielektriska och ledande lager.

Överföringsstorlek genom enhetscellen för varje tillstånd.

Överföringsfas genom enhetscellen för varje tillstånd.

Tänk på strukturen för den föreslagna 1-bitars enhetscellen, som arbetar vid 28 GHz. Den är baserad på designen som presenteras i. Den består av två metallskikt, tryckta på ett Rogers RT5880 substratmaterial med en tjocklek på 0,254 mm, en dielektricitetskonstant på 2,2 och en förlusttangens på 0,0009. Varje metallskikt består av ett par korsade slitsar, och de infallande fälten är vertikalt polariserade ( ${\displaystyle E_{y}})$ . Genom att välja en symmetrisk enhetscellform kan de anpassas för dubbel linjär eller cirkulär polarisation . De två metallskikten är åtskilda av ett 3 mm tjockt skikt av ePTFE-material (av dielektrisk konstant $\epsilon _{r}$ = 1,4), vilket skapar en 100° fasförskjutning mellan dessa skikt. Enhetscellen har minskad tjocklek och insättningsförlust jämfört med flerskiktskonstruktioner.

Enhetscellen kan omkonfigureras mellan två faslägen, OFF (0°) och ON (180°). För OFF-tillståndet har den en Jerusalem-korsfackstruktur. I ON-tillståndet är slitsarna inte laddade med Jerusalem Cross (JC)-formade lock, vilket ger en stor fasförändring. På grund av användningen av enpoliga resonatorer (en tvåskiktsstruktur) var överföringsprestanda utmanande att uppnå, vilket krävde finjustering av enhetscellens fysiska dimensioner.

Båda enhetscelltillstånden simulerades i CST Microwave Studio med Floquet-portar och frekvensdomänlösaren. Detta inkluderade storleken och fasen för ${\displaystyle E_{y}}-$ överföringskoefficienten genom enhetscellen i PÅ- och AV-tillstånd. En fasförändring på 189° observerades, vilket är nära 180°, och transmissionsstorleken är minst -1,76 dB vid 28 GHz för båda tillstånden. För JC-cellerna ytströmmarna i motsatta riktningar (motfas) på varje ledarskikt, medan för CS-cellerna är ytströmmarna i samma riktning (i-fas).

Fasskillnaden mellan tillstånden ges av: ${21}}_{\textrm {ON}}}$${\displaystyle \Delta \phi =\angle {S_{21}}_{\textrm {OFF}}-\angle {$ S_ .

Biasing omkonfigurerbara enhetsceller

PIN-dioder kan placeras tvärs över ändarna av Jerusalem-korslocken, och applicerar en annan förspänning för varje tillstånd. DC - blockering i form av interdigitala kondensatorer skulle behövas för att isolera förspänningarna, och RF - drosselinduktorer skulle behövas i ändarna av förspänningsledningarna. För att demonstrera transmitarray-konceptet användes enhetsceller med fasta fasförskjutningar i de tillverkade prototyperna. För elektronisk omkonfigurering PIN-dioder behöva placeras på både det övre och nedre lagret. När dioderna är framåtspända (ON) sänds infallande strålning genom slitsarna med en 180° fasändring, men när dioderna är bakåtförspända (OFF) förlängs strömvägen så att det blir minimal fasändring (cirka 0) °).

MACOM MA4GP907-dioden har ett ON-resistans $R_{\textrm {ON}}$ = 4,2 $\Omega$ , ett OFF-resistans $R_{\textrm {OFF}}$ = 300 k $\Omega$ , och små parasitiska induktans- och kapacitansvärden ( $L_{\textrm {ON}}$ = 0,05 nH, $C_{\textrm {OFF}}$ = 42 fF i 28 GHz-bandet). Med tanke på att den har ett högt OFF- resistansvärde och att kopplingstiden är mycket snabb (2 ns), är denna komponent lämplig för designen.

Förspänningslinjernas position och orientering måste väljas för att minimera deras effekt på överföringen av de infallande vågorna genom strukturen. Om linjerna är tillräckligt smala (bredd upp till 0,1 mm), kommer de att uppvisa en hög impedans , så de kommer att ha mindre effekt på vågfronterna. Eftersom de fungerar som ett polariserande rutnät bör förspänningslinjerna vara vinkelräta mot det infallande fältets riktning. Denna design har inget jordplan , så varje grupp av aktiva enhetsceller måste ha både en $V_{\textrm {bias}}$ och en jordanslutning. Eftersom grupper av celler delar samma förspänningar , kan dessa linjer dirigeras mellan intilliggande celler. Det erforderliga antalet externa styrlinjer är lika med antalet strålriktningar som stöds, så det är omvänt proportionellt mot styrupplösningen.

Förspänningslinjerna skulle kunna implementeras som stora kopparblock runt enhetscellerna, åtskilda av tunna luckor (genom vilka RF-vågsutbredningen är kraftigt dämpad). Mellanrummen kan behöva slingras för att bilda DC-blockkondensatorer . Radiella stubbar eller högimpedanslinjer med längden ${\frac {\lambda _{g}}{4}}$ (en fjärdedel av en guidad våglängd) skulle kunna användas som chokes ( induktorer ) på den externa kontrollledningar för att förhindra att RF- signalen påverkar DC- styrkretsen.

Diskussion

En viktig utmaning i design av sändarmatrisen är att insättningsförlusten ökar med antalet ledarskikt i enhetscellen. I visades att det optimala antalet lager för att maximera förstärkningen ( direktivitet vs. förlust ) är 3 lager. Detta har bekräftats av en analys av kaskadtillträde för ark . Men för scenarier där kostnad och effektivitet är viktigare, kan en billig tvålagers sändarmatris vara att föredra. Alternativt kan effektiviteten förbättras genom att integrera antennen som används för att mata sändarmatrisen i ett monolitiskt chip, vilket nyligen demonstrerats i D- bandets frekvensområde (114 – 144 GHz). En annan högförstärkt sändarmatris demonstrerades, som arbetar på D-band (110 – 170 GHz). F ${\displaystyle F/D} optimerades för att$ bländareffektiviteten. Antennen kopplades till en integrerad frekvensmultiplikator för att demonstrera en kommunikationslänk. En datahastighet på 1 Gbit/s uppnåddes över ett avstånd på 2,5 m, med en felvektorstorlek (EVM) på 25 %

Se även

• Fasad array
• Metamaterial
• Dielektrisk lins
• Millimetervåg
• Strålformning
• Reflekterande antenn

externa länkar

• Välkommen 5GCHAMPION-projektet - en transmitarray-demonstrator