Ortogonal frekvensdelningsmultiplexering

Inom telekommunikation är ortogonal frequency-division multiplexing ( OFDM ) en typ av digital överföring som används i digital modulering för att koda digitala (binära) data på flera bärvågsfrekvenser . OFDM har utvecklats till ett populärt system för bredbandig digital kommunikation , som används i applikationer som digital-tv och ljudsändningar, DSL - internetåtkomst , trådlösa nätverk , kraftledningsnätverk och 4G / 5G -mobilkommunikation.

OFDM är ett frekvensdelningsmultiplexeringsschema (FDM) som introducerades av Robert W. Chang från Bell Labs 1966. I OFDM är den inkommande bitströmmen som representerar data som ska skickas uppdelad i flera strömmar. Flera tätt placerade ortogonala underbärvågssignaler med överlappande spektra sänds, med varje bärvåg modulerad med bitar från den inkommande strömmen så att flera bitar sänds parallellt. Demodulering är baserad på snabba Fourier-transformationsalgoritmer . OFDM förbättrades av Weinstein och Ebert 1971 med införandet av ett skyddsintervall , vilket ger bättre ortogonalitet i överföringskanaler som påverkas av flervägsutbredning. Varje underbärvåg (signal) moduleras med ett konventionellt moduleringsschema (såsom kvadraturamplitudmodulering eller fasförskjutningsnyckel ) vid en låg symbolhastighet . Detta upprätthåller totala datahastigheter som liknar konventionella enkelbärarmoduleringsscheman i samma bandbredd.

Den största fördelen med OFDM jämfört med enkelbärarsystem är dess förmåga att klara av svåra kanalförhållanden (till exempel dämpning av höga frekvenser i en lång koppartråd, smalbandsinterferens och frekvensselektiv fädning på grund av multipath ) utan behov av komplex utjämning filter. Kanalutjämning förenklas eftersom OFDM kan ses som att använda många långsamt modulerade smalbandssignaler snarare än en snabbt modulerad bredbandssignal . Den låga symbolhastigheten gör användningen av ett skyddsintervall mellan symboler överkomligt, vilket gör det möjligt att eliminera intersymbolinterferens (ISI) och använda ekon och tidsspridning (i analog TV synlig som spökbilder respektive oskärpa) för att uppnå en mångfaldsförstärkning , dvs en förbättring av signal-brusförhållandet . Denna mekanism underlättar också utformningen av enkelfrekvensnätverk (SFN) där flera intilliggande sändare skickar samma signal samtidigt på samma frekvens, eftersom signalerna från flera avlägsna sändare kan återkombineras konstruktivt, vilket sparar störningar från ett traditionellt enbärarsystem. .

Vid kodad ortogonal frekvensdelningsmultiplexering ( COFDM ) appliceras framåtfelkorrigering (faltningskodning) och tid/frekvensinterfoliering på signalen som sänds. Detta görs för att övervinna fel i mobila kommunikationskanaler som påverkas av flervägsutbredning och dopplereffekter . COFDM introducerades av Alard 1986 för Digital Audio Broadcasting för Eureka Project 147. I praktiken har OFDM använts i kombination med sådan kodning och interfoliering, så att termerna COFDM och OFDM tillämpas samtidigt på vanliga applikationer.

Exempel på applikationer

Följande lista är en sammanfattning av befintliga OFDM-baserade standarder och produkter. För ytterligare information, se Användning i slutet av artikeln.

Trådbunden version mest känd som Discrete Multi-tone Transmission (DMT)

ADSL och VDSL bredbandsaccess via POTS kopparledningar
DVB-C 2, en förbättrad version av DVB-C digital kabel-TV-standard
Power Line Communication (PLC)
ITU-T G.hn , en standard som tillhandahåller höghastighetsnätverk för befintliga hemledningar (kraftledningar, telefonlinjer och koaxialkablar)
TrailBlazer telefonlinjemodem _
Multimedia över Coax Alliance (MoCA) hemnätverk
DOCSIS 3.1 Bredbandsleverans

Trådlös

Radiogränssnittet för trådlöst LAN (WLAN) IEEE 802.11a , g , n , ac , ah och HIPERLAN/2
De digitala radiosystemen DAB /EUREKA 147 , DAB+ , Digital Radio Mondiale , HD Radio , T-DMB och ISDB-TSB
De markbundna digitala TV- systemen DVB-T och ISDB-T
De markbundna mobil-TV- systemen DVB-H , T-DMB , ISDB-T och MediaFLO framåtlänk
Implementeringen av det trådlösa personliga nätverket (PAN) ultrabredband (UWB) IEEE 802.15.3a som föreslagits av WiMedia Alliance
Wi-SUN (Smart Ubiquitous Network)

Den OFDM-baserade fleråtkomstteknologin OFDMA används också i flera 4G och pre-4G cellulära nätverk , mobilt bredbandsstandarder och nästa generations WLAN:

Mobilitetsläget för den trådlösa MAN / BWA-standarden IEEE 802.16e (eller Mobile- WiMAX )
Den mobila bredbandsstandarden för trådlös åtkomst (MBWA) IEEE 802.20
Nedlänken av 3GPP Long Term Evolution (LTE) fjärde generationens mobilt bredbandsstandard. Radiogränssnittet hette tidigare High Speed OFDM Packet Access (HSOPA), nu kallat Evolved UMTS Terrestrial Radio Access (E-UTRA)
WLAN IEEE 802.11ax

Nyckelfunktioner

Fördelarna och nackdelarna som listas nedan diskuteras ytterligare i avsnittet Egenskaper och funktionsprinciper nedan.

Sammanfattning av fördelar

Hög spektral effektivitet jämfört med andra dubbelsidbandsmoduleringsscheman, spridningsspektrum , etc.
Kan enkelt anpassa sig till svåra kanalförhållanden utan komplex tidsdomänutjämning.
Robust mot smalbandiga samkanalsstörningar
Robust mot intersymbolinterferens (ISI) och blekning orsakad av flervägsutbredning
Effektiv implementering med snabb Fourier-transform
Låg känslighet för tidssynkroniseringsfel
Avstämda sub-kanals mottagare filter krävs inte (till skillnad från konventionell FDM )
Underlättar enkelfrekvensnätverk (SFN) (dvs sändarmakrodiversitet )

Sammanfattning av nackdelar

Känslig för Dopplerskifte
Känslig för frekvenssynkroniseringsproblem
Högt topp-till-medeleffektförhållande (PAPR), som kräver linjära sändarkretsar, som lider av dålig effekteffektivitet
Förlust av effektivitet orsakad av cykliskt prefix / skyddsintervall

Egenskaper och funktionsprinciper

Ortogonalitet

Konceptuellt är OFDM en specialiserad frekvensdelningsmultiplexeringsmetod (FDM), med den ytterligare begränsningen att alla underbärvågssignaler inom en kommunikationskanal är ortogonala mot varandra.

I OFDM väljs underbärvågsfrekvenserna så att underbärvågorna är ortogonala mot varandra, vilket innebär att överhörning mellan underkanalerna elimineras och mellanbärvågsskyddsband inte krävs. Detta förenklar designen av både sändaren och mottagaren avsevärt ; till skillnad från konventionell FDM krävs inte ett separat filter för varje underkanal.

Ortogonaliteten kräver att underbärvågsavståndet är $\scriptstyle \Delta f\,=\,{\frac {k}{T_{U}}}$ Hertz , där T _U sekunder är det användbara symbolvaraktighet (storleken på mottagarsidans fönster), och k är ett positivt heltal, typiskt lika med 1. Detta stipulerar att varje bärvågsfrekvens genomgår k mer fullständiga cykler per symbolperiod än den föregående bärvågen. Därför, med N underbärvågor, kommer den totala passbandsbandbredden att vara B ≈ N ·Δf ( Hz ).

Ortogonaliteten tillåter också hög spektral effektivitet , med en total symbolhastighet nära Nyquist-hastigheten för den ekvivalenta basbandssignalen (dvs nära hälften av Nyquist-hastigheten för dubbelsidesbandets fysiska passbandssignal). Nästan hela det tillgängliga frekvensbandet kan användas. OFDM har i allmänhet ett nästan "vitt" spektrum, vilket ger det godartade elektromagnetiska störningsegenskaper med avseende på andra co-kanalanvändare.

Ett enkelt exempel: En användbar symbolvaraktighet T _U = 1 ms skulle kräva ett underbärvågsavstånd på

{\displaystyle \scriptstyle \Delta f\,=\,{\frac {1} {1\,\mathrm {ms} }}\,=\,1\,\mathrm {kHz} } (

eller en heltalsmultipel av det) för ortogonalitet. N = 1 000 underbärvågor skulle resultera i en total passbandsbandbredd på Naf = 1 MHz. För denna symboltid är den erforderliga bandbredden i teorin enligt Nyquist

\scriptstyle \mathrm {BW} =R/2=( N/T_{U})/2=0,5\,\mathrm {MHz}

(hälften av den uppnådda bandbredden som krävs av vårt schema), där R är bithastigheten och där N = 1 000 sampel per symbol med FFT. Om ett skyddsintervall tillämpas (se nedan), skulle Nyquists bandbreddskrav vara ännu lägre. FFT skulle resultera i N = 1 000 sampel per symbol. Om inget skyddsintervall tillämpades skulle detta resultera i en basbandskomplexvärderad signal med en samplingshastighet på 1 MHz, vilket skulle kräva en basbandsbandbredd på 0,5 MHz enligt Nyquist. Passbands RF-signalen alstras emellertid genom att multiplicera basbandssignalen med en bärvågsform (dvs dubbelsidbandskvadraturamplitudmodulering) vilket resulterar i en passbandsbandbredd på 1 MHz. Ett enkelsidesband (SSB) eller vestigial sidband (VSB) moduleringsschema skulle uppnå nästan hälften av den bandbredden för samma symbolhastighet (dvs dubbelt så hög spektral effektivitet för samma symbolalfabetlängd). Det är dock mer känsligt för flervägsinterferens.

OFDM kräver mycket exakt frekvenssynkronisering mellan mottagaren och sändaren; med frekvensavvikelse kommer underbärvågorna inte längre att vara ortogonala, vilket orsakar inter-bärvågsinterferens (ICI) (dvs överhörning mellan underbärvågorna). Frekvensförskjutningar orsakas vanligtvis av felaktiga sändar- och mottagaroscillatorer, eller av Dopplerskifte på grund av rörelse. Medan enbart Dopplerskifte kan kompenseras av mottagaren, förvärras situationen när den kombineras med flervägs , eftersom reflektioner kommer att uppträda vid olika frekvensförskjutningar, vilket är mycket svårare att korrigera. Denna effekt förvärras vanligtvis när hastigheten ökar och är en viktig faktor som begränsar användningen av OFDM i höghastighetsfordon. För att mildra ICI i sådana scenarier kan man forma varje underbärvåg för att minimera interferensen som resulterar i att en icke-ortogonal underbärvåg överlappar. Till exempel består ett schema med låg komplexitet som kallas WCP-OFDM ( Weighted Cyclic Prefix Orthogonal Frequency-Division Multiplexing ) av att använda korta filter vid sändarens utgång för att utföra en potentiellt icke-rektangulär pulsformning och en nästan perfekt rekonstruktion med en enkeltryckning per underbärvågsutjämning. Andra ICI-undertryckningstekniker ökar vanligtvis mottagarens komplexitet drastiskt.

Implementering med FFT-algoritmen

Ortogonaliteten möjliggör effektiv modulator- och demodulatorimplementering med hjälp av FFT -algoritmen på mottagarsidan och invers FFT på sändarsidan. Även om principerna och några av fördelarna har varit kända sedan 1960-talet, är OFDM populärt för bredbandskommunikation idag med hjälp av billiga digitala signalbehandlingskomponenter som effektivt kan beräkna FFT.

Tiden för att beräkna invers-FFT eller FFT måste ta mindre än tiden för varje symbol, vilket till exempel för DVB-T (FFT 8k) innebär att beräkningen måste göras i 896 µs eller mindre.

För en FFT på 8 192 punkter kan detta uppskattas till: ^{[ förtydligande behövs ]}

{\begin{aligned}\mathrm {MIPS} &={\frac {\mathrm {beräknings\ komplexitet} }{T_{\mathrm {symbol} }}}\ gånger 1,3\ gånger 10^{-6}\\&={\frac {147\;456\ gånger 2}{896\ gånger 10^{-6}}}\ gånger 1,3\ gånger 10^{-6}\\ &=428\end{aligned}}

MIPS: Miljoner instruktioner per sekund

Beräkningsbehovet skalar ungefär linjärt med FFT-storlek så en dubbelstorlek FFT behöver dubbelt så lång tid och vice versa. Som en jämförelse kan en Intel Pentium III CPU på 1,266 GHz beräkna en 8192 punkters FFT på 576 µs med FFTW . Intel Pentium M på 1,6 GHz gör det på 387 µs. Intel Core Duo på 3,0 GHz gör det på 96,8 µs .

Skyddsintervall för eliminering av intersymbolinterferens

En nyckelprincip för OFDM är att eftersom moduleringsscheman med låg symbolhastighet (dvs. där symbolerna är relativt långa jämfört med kanaltidsegenskaperna) lider mindre av intersymbolinterferens orsakad av flervägsutbredning , är det fördelaktigt att sända ett antal låghastighetsegenskaper. strömmar parallellt istället för en enda höghastighetsström. Eftersom varaktigheten för varje symbol är lång, är det möjligt att infoga ett skyddsintervall mellan OFDM-symbolerna och därmed eliminera intersymbolinterferensen.

Skyddsintervallet eliminerar också behovet av ett pulsformande filter , och det minskar känsligheten för tidssynkroniseringsproblem.

Ett enkelt exempel: Om man skickar en miljon symboler per sekund med hjälp av konventionell enkelbärarmodulering över en trådlös kanal, så skulle varaktigheten för varje symbol vara en mikrosekund eller mindre. Detta medför allvarliga begränsningar för synkronisering och nödvändiggör avlägsnande av flervägsinterferens. Om samma miljon symboler per sekund sprids bland tusen underkanaler, kan varaktigheten för varje symbol vara längre med en faktor tusen (dvs en millisekund) för ortogonalitet med ungefär samma bandbredd. Antag att ett skyddsintervall på 1/8 av symbollängden infogas mellan varje symbol. Intersymbolinterferens kan undvikas om flervägs-tidsspridningen (tiden mellan mottagningen av det första och sista ekot) är kortare än skyddsintervallet (dvs. 125 mikrosekunder). Det motsvarar en maximal skillnad på 37,5 kilometer mellan stigarnas längder.

Det cykliska prefixet , som sänds under skyddsintervallet, består av slutet av OFDM-symbolen kopierad till skyddsintervallet, och skyddsintervallet sänds följt av OFDM-symbolen. Anledningen till att skyddsintervallet består av en kopia av slutet av OFDM-symbolen är så att mottagaren kommer att integreras över ett heltal av sinusformade cykler för var och en av flervägarna när den utför OFDM-demodulering med FFT.

I vissa standarder som Ultrawideband hoppas man över cykliskt prefix och ingenting skickas under skyddsintervallet. Mottagaren måste då efterlikna den cykliska prefixfunktionen genom att kopiera slutdelen av OFDM-symbolen och lägga till den i början.

Förenklad utjämning

Effekterna av frekvensselektiva kanalförhållanden, till exempel fädning orsakad av flervägsutbredning, kan betraktas som konstanta (platta) över en OFDM-underkanal om underkanalen är tillräckligt smalbandig (dvs. om antalet under- kanaler är tillräckligt stora). Detta gör frekvensdomänutjämning möjlig vid mottagaren , vilket är mycket enklare än tidsdomänutjämningen som används i konventionell enkelbärvågsmodulering. I OFDM behöver utjämnaren endast multiplicera varje detekterad underbärvåg (varje Fourier-koefficient) i varje OFDM-symbol med ett konstant komplext tal eller ett sällan ändrat värde. På en grundläggande nivå är enklare digitala equalizers bättre eftersom de kräver färre operationer, vilket leder till färre avrundningsfel i equalizern. Dessa avrundningsfel kan ses som numeriskt brus och är oundvikliga.

Vårt exempel: OFDM-utjämningen i ovanstående numeriska exempel skulle kräva en komplex multiplikation per underbärvåg och symbol (dvs.

\scriptstyle N\,=\,1000

komplexa multiplikationer per OFDM-symbol; dvs en miljon multiplikationer per sekund, vid mottagaren). FFT-algoritmen kräver

{\displaystyle \scriptstyle N\log _{2}N\,=\,10 000} [

detta är oprecis: över hälften av dessa komplexa multiplikationer är triviala, dvs. 1 och är inte implementerade i programvara eller HW]. komplext värderade multiplikationer per OFDM-symbol (dvs. 10 miljoner multiplikationer per sekund), på både mottagar- och sändarsidan. Detta bör jämföras med motsvarande en miljon symboler/sekund moduleringsfall med en bärvåg som nämns i exemplet, där utjämningen av 125 mikrosekunders tidsspridning med ett FIR-filter skulle kräva, i en naiv implementering, 125 multiplikationer per symbol (dvs. 125 miljoner multiplikationer per sekund). FFT-tekniker kan användas för att reducera antalet multiplikationer för en FIR -filterbaserad tidsdomänutjämnare till ett antal som är jämförbart med OFDM, till priset av fördröjning mellan mottagning och avkodning som också blir jämförbar med OFDM.

Om differentialmodulering såsom DPSK eller DQPSK appliceras på varje underbärvåg, kan utjämning helt utelämnas, eftersom dessa icke-koherenta scheman är okänsliga för långsamt ändrande amplitud och fasdistorsion .

På sätt och vis leder förbättringar av FIR-utjämning med FFT eller partiella FFT matematiskt närmare OFDM, [ ^{citat behövs ]} men OFDM-tekniken är lättare att förstå och implementera, och underkanalerna kan anpassas oberoende på andra sätt än att variera utjämningskoefficienter , såsom växling mellan olika QAM -konstellationsmönster och felkorrigeringsscheman för att matcha individuella underkanalbrus och interferensegenskaper. ^{[ förtydligande behövs ]}

Vissa av underbärvågorna i några av OFDM-symbolerna kan bära pilotsignaler för mätning av kanalförhållandena (dvs. utjämnarförstärkningen och fasförskjutningen för varje underbärvåg). Pilotsignaler och träningssymboler ( ingresser ) kan också användas för tidssynkronisering (för att undvika intersymbolinterferens, ISI) och frekvenssynkronisering (för att undvika intercarrierinterferens, ICI, orsakad av Dopplerskifte).

OFDM användes ursprungligen för trådbunden och stationär trådlös kommunikation. Men med ett ökande antal applikationer som arbetar i mycket mobila miljöer är effekten av dispersiv fädning orsakad av en kombination av flervägsutbredning och dopplerskift mer betydande. Under det senaste decenniet har forskning gjorts om hur man utjämnar OFDM-överföring över dubbelt selektiva kanaler.

Kanalkodning och interfoliering

OFDM används alltid i samband med kanalkodning ( framåtfelskorrigering ), och använder nästan alltid frekvens- och/eller tidsinterfoliering .

Frekvens (underbärvåg) interfoliering ökar motståndet mot frekvensselektiva kanalförhållanden som fädning . Till exempel, när en del av kanalbandbredden tonar ut, säkerställer frekvensinterfoliering att bitfelen som skulle resultera från dessa underbärvågor i den tonade delen av bandbredden sprids ut i bitströmmen snarare än att koncentreras. På liknande sätt säkerställer tidsinterfoliering att bitar som ursprungligen ligger nära varandra i bitströmmen sänds långt ifrån varandra i tiden, vilket på så sätt mildrar mot allvarlig fädning som skulle hända vid färd med hög hastighet.

Emellertid är tidsinterfoliering till liten fördel i långsamt blekande kanaler, såsom för stationär mottagning, och frekvensinterleaving ger liten eller ingen fördel för smalbandskanaler som lider av flat-fading (där hela kanalens bandbredd tonar samtidigt).

Anledningen till att interfoliering används på OFDM är att försöka sprida ut felen i bitströmmen som presenteras för felkorrigeringsavkodaren, eftersom när sådana avkodare presenteras med en hög koncentration av fel kan avkodaren inte korrigera alla bitfel, och en skur av okorrigerade fel uppstår. En liknande design av ljuddatakodning gör uppspelning av cd-skivor robust.

En klassisk typ av felkorrigeringskodning som används med OFDM-baserade system är faltningskodning , ofta sammanlänkad med Reed-Solomon- kodning. Vanligtvis implementeras ytterligare interfoliering (utöver tids- och frekvensinterfolieringen som nämnts ovan) mellan de två kodningsskikten. Valet av Reed-Solomon-kodning som den yttre felkorrigeringskoden är baserat på observationen att Viterbi-avkodaren som används för inre faltningsavkodning producerar korta felskurar när det finns en hög koncentration av fel, och Reed-Solomon-koder är i sig väl lämpade för korrigera skurar av fel.

Nyare system antar emellertid nu vanligtvis nästan optimala typer av felkorrigeringskoder som använder turboavkodningsprincipen, där avkodaren itererar mot den önskade lösningen. Exempel på sådana felkorrigeringskodningstyper inkluderar turbokoder och LDPC- koder, som fungerar nära Shannon-gränsen för AWGN -kanalen ( Additive White Gaussian Noise). Vissa system som har implementerat dessa koder har sammanfogat dem med antingen Reed-Solomon (till exempel på MediaFLO- systemet) eller BCH-koder (på DVB-S2- systemet) för att förbättra ett felgolv som är inneboende i dessa koder vid hög signal-till- bullerförhållanden .

Adaptiv transmission

Motståndskraften mot svåra kanalförhållanden kan förbättras ytterligare om information om kanalen skickas över en returkanal. Baserat på denna återkopplingsinformation kan adaptiv modulering , kanalkodning och effekttilldelning tillämpas över alla underbärvågor eller individuellt på varje underbärvåg. I det senare fallet, om ett speciellt frekvensområde lider av interferens eller dämpning, kan bärvågorna inom det området inaktiveras eller fås att gå långsammare genom att applicera mer robust modulering eller felkodning på dessa underbärvågor.

Termen diskret multitonsmodulation ( DMT ) betecknar OFDM-baserade kommunikationssystem som anpassar överföringen till kanalförhållandena individuellt för varje underbärvåg, med hjälp av så kallad bitladdning . Exempel är ADSL och VDSL .

Uppströms- och nedströmshastigheterna kan varieras genom att tilldela antingen fler eller färre bärare för varje ändamål. Vissa former av hastighetsanpassad DSL använder denna funktion i realtid, så att bithastigheten anpassas till samkanalens interferens och bandbredd tilldelas den abonnent som behöver det mest.

OFDM utökas med flera åtkomst

OFDM i sin primära form betraktas som en digital moduleringsteknik, och inte en fleranvändarkanalaccessmetod, eftersom den används för att överföra en bitström över en kommunikationskanal med användning av en sekvens av OFDM-symboler. OFDM kan dock kombineras med multipel åtkomst med användning av tid, frekvens eller kodningsseparation av användarna.

I ortogonal frekvensdelad multipelåtkomst (OFDMA) uppnås frekvensdelad multipelåtkomst genom att tilldela olika OFDM-underkanaler till olika användare. OFDMA stöder differentierad tjänstekvalitet genom att tilldela olika antal underbärare till olika användare på ett liknande sätt som i CDMA , och sålunda kan komplexa paketschemaläggning eller mediaåtkomstkontrollscheman undvikas. OFDMA används i:

mobilitetsläget för IEEE 802.16 Wireless MAN-standarden, vanligen kallad WiMAX,
IEEE 802.20 mobil Wireless MAN-standard, vanligen kallad MBWA,
3GPP Long Term Evolution (LTE) fjärde generationens mobilt bredbandsstandard nedlänk. Radiogränssnittet hette tidigare High Speed OFDM Packet Access (HSOPA), nu kallat Evolved UMTS Terrestrial Radio Access ( E-UTRA ).
3GPP 5G NR (New Radio) femte generationens mobilnätsstandard nedlänk och upplänk. 5G NR är efterföljaren till LTE.
det nu nedlagda Qualcomm / 3GPP2 Ultra Mobile Broadband (UMB)-projektet, tänkt som en efterföljare till CDMA2000 , men ersatt av LTE.

OFDMA är också en kandidatåtkomstmetod för IEEE 802.22 Wireless Regional Area Networks ( WRAN). Projektet syftar till att designa den första kognitiva radiobaserade standarden som fungerar i VHF-lågt UHF-spektrum (TV-spektrum).

den senaste ändringen av 802.11 -standarden, nämligen 802.11ax , inkluderar OFDMA för hög effektivitet och samtidig kommunikation.

I multi-carrier code-division multiple access (MC-CDMA), även känd som OFDM-CDMA, kombineras OFDM med CDMA spridningsspektrumkommunikation för kodningsseparation av användarna. Samkanalsinterferens kan mildras, vilket innebär att manuell med fast kanalallokering (FCA) förenklas, eller komplexa system för dynamisk kanalallokering (DCA) undviks.

Rymdens mångfald

I OFDM-baserad bredarea-sändning kan mottagare dra nytta av att ta emot signaler från flera rumsligt spridda sändare samtidigt, eftersom sändare endast kommer att störa varandra förstörande på ett begränsat antal underbärare, medan de i allmänhet kommer att förstärka täckningen över ett stort område . Detta är mycket fördelaktigt i många länder, eftersom det tillåter drift av nationella enkelfrekvensnät (SFN), där många sändare skickar samma signal samtidigt över samma kanalfrekvens. SFN:er använder det tillgängliga spektrumet mer effektivt än konventionella multi-frequency broadcast-nätverk ( MFN ), där programinnehåll replikeras på olika bärvågsfrekvenser. SFN resulterar också i en diversitetsförstärkning i mottagare placerade mitt emellan sändarna. Täckningsområdet ökas och sannolikheten för avbrott minskade i jämförelse med en MFN, på grund av ökad mottagen signalstyrka i genomsnitt över alla underbärvågor.

Även om bevakningsintervallet bara innehåller redundanta data, vilket innebär att det minskar kapaciteten, använder vissa OFDM-baserade system, såsom vissa av sändningssystemen, medvetet ett långt skyddsintervall för att tillåta sändarna att placeras längre ifrån varandra i en SFN och längre skyddsintervall tillåter större SFN-cellstorlekar. En tumregel för det maximala avståndet mellan sändare i ett SFN är lika med avståndet som en signal färdas under skyddsintervallet - till exempel skulle ett skyddsintervall på 200 mikrosekunder tillåta att sändarna placeras 60 km från varandra.

Ett enda frekvensnät är en form av sändarmakrodiversitet . Konceptet kan vidare användas i dynamiska enkelfrekvensnät (DSFN), där SFN-grupperingen ändras från tidslucka till tidslucka.

OFDM kan kombineras med andra former av rymddiversitet , till exempel antennmatriser och MIMO- kanaler. Detta görs i IEEE 802.11 trådlösa LAN- standarder.

Linjär sändareffektförstärkare

En OFDM-signal uppvisar ett högt topp-till-medeleffektförhållande (PAPR) eftersom de oberoende faserna hos underbärvågorna innebär att de ofta kombineras konstruktivt. Att hantera denna höga PAPR kräver:

En högupplöst digital-till-analog-omvandlare (DAC) i sändaren
En högupplöst analog-till-digital-omvandlare (ADC) i mottagaren
En linjär signalkedja

All icke-linjäritet i signalkedjan kommer att orsaka intermodulationsdistorsion

Höjer bullergolvet
Kan orsaka inter-carrier interferens
Genererar falsk strålning utanför bandet

Linjäritetskravet är krävande, speciellt för sändarens RF-utgångskretsar där förstärkare ofta är designade att vara olinjära för att minimera strömförbrukningen. I praktiska OFDM-system tillåts en liten mängd toppklippning för att begränsa PAPR i en klok avvägning mot ovanstående konsekvenser. Emellertid har sändarutgångsfiltret som krävs för att reducera ut-av-band-sporer till lagliga nivåer effekten av att återställa toppnivåer som klipptes, så klippning är inte ett effektivt sätt att minska PAPR.

Även om OFDMs spektrala effektivitet är attraktiv för både markbunden och rymdkommunikation, har de höga PAPR-kraven hittills begränsat OFDM-tillämpningar till markbundna system.

Toppfaktorn CF (i dB) för ett OFDM-system med n okorrelerade underbärvågor är

CF=10\log _{10}(n)+CF_{c}

där CFc _är toppfaktorn (i dB) för varje underbärvåg. (CF _c är 3,01 dB för sinusvågorna som används för BPSK- och QPSK-modulering).

Till exempel är DVB-T-signalen i 2K-läge sammansatt av 1705 underbärvågor som var och en är QPSK-modulerad, vilket ger en toppfaktor på 35,32 dB.

Många PAPR (eller crest factor ) reduktionstekniker har utvecklats, till exempel, baserat på interaktiv klippning.

Det dynamiska omfånget som krävs för en FM-mottagare är 120 dB medan DAB bara kräver cirka 90 dB. Som en jämförelse ökar varje extra bit per sampel det dynamiska området med 6 dB.

Effektivitetsjämförelse mellan enkelbärare och multibärvåg

Prestandan hos vilket kommunikationssystem som helst kan mätas i termer av dess effekteffektivitet och bandbreddseffektivitet. Effekteffektiviteten beskriver kommunikationssystemets förmåga att bevara bitfelsfrekvensen ( BER ) för den sända signalen vid låga effektnivåer. Bandbreddseffektivitet återspeglar hur effektivt den allokerade bandbredden används och definieras som datahastigheten per hertz i en given bandbredd. Om det stora antalet underbärvågor används definieras bandbreddseffektiviteten för flerbärvågssystem såsom OFDM med användning av optisk fiberkanal som

\eta =2{\frac {R_{s}}{B_{\text{OFDM}}}}

där $R_{s}$ är symbolhastigheten i giga-symboler per sekund (Gsps), $B_{\text{OFDM}}$ är OFDM-signalens bandbredd och faktorn för 2 beror på de två polarisationstillstånden i fibern.

Det finns en besparing av bandbredd genom att använda multibärvågsmodulering med ortogonal frekvensdelningsmultiplexering. Så bandbredden för flerbärvågssystem är mindre jämfört med enkelbärarsystem och följaktligen är bandbreddseffektiviteten för multibärvågssystem större än enkelbärarsystem.

S. nr.	Transmissionstyp	M i M-QAM	Antal underbärare	Bithastighet	Fiberlängd	Mottagen effekt, vid BER på 10 ⁻⁹	Bandbreddseffektivitet
1	Enkel bärare	64	1	10 Gbit/s	20 km	−37,3 dBm	6 0000
2	Flerbärare	64	128	10 Gbit/s	20 km	−36,3 dBm	10,6022

Det finns bara 1 dB ökning i mottagareffekt, men vi får 76,7 % förbättring i bandbreddseffektivitet med användning av flerbärvågsöverföringsteknik.

Idealiserad systemmodell

Detta avsnitt beskriver en enkel idealiserad OFDM-systemmodell som är lämplig för en tidsinvariant AWGN- kanal.

Sändare

En OFDM-bärvågssignal är summan av ett antal ortogonala underbärvågor, med basbandsdata på varje underbärvåg som är oberoende modulerad vanligen med användning av någon typ av kvadraturamplitudmodulering (QAM) eller fasförskjutningsnyckel (PSK). Denna sammansatta basbandssignal används vanligtvis för att modulera en RF- huvudbärvåg.

$s[n]$ är en seriell ström av binära siffror. Genom invers multiplexering demultiplexeras dessa först till $N$ parallella strömmar, och var och en mappas till en (möjligen komplex) symbolström med användning av någon moduleringskonstellation ( QAM , PSK , etc.). Observera att konstellationerna kan vara olika, så vissa strömmar kan ha en högre bithastighet än andra.

En invers FFT beräknas på varje uppsättning symboler, vilket ger en uppsättning komplexa tidsdomänsampler. Dessa sampel är sedan kvadraturblandade till passband på standard sätt. De verkliga och imaginära komponenterna konverteras först till den analoga domänen med hjälp av digital-till-analog-omvandlare ( DAC); de analoga signalerna används sedan för att modulera cosinus- och sinusvågor vid bärvågsfrekvensen $\displaystyle f_{\text{c}}}$ { . Dessa signaler summeras sedan för att ge sändningssignalen, $s(t)$ .

Mottagare

Mottagaren fångar upp signalen ${\displaystyle r(t)},$ som sedan kvadraturmixas ner till basbandet med hjälp av cosinus- och sinusvågor vid bärvågsfrekvensen . Detta skapar också signaler centrerade på ${\displaystyle 2f_{\text{c}}} ,$ så lågpassfilter används för att avvisa dessa. Basbandssignalerna samplas sedan och digitaliseras med användning av analog-till-digitalomvandlare (ADC), och en framåtriktad FFT används för att konvertera tillbaka till frekvensdomänen.

Detta returnerar $N$ parallella strömmar, som var och en omvandlas till en binär ström med hjälp av en lämplig symboldetektor . Dessa strömmar återkombineras sedan till en seriell ström, ${\displaystyle {\hat {s}}[n]} ,$ som är en uppskattning av den ursprungliga binära strömmen vid sändaren.

Matematisk beskrivning

Underbärvågssystem för OFDM-signaler efter FFT

Om $N$ underbärvågor används, och varje underbärvåg moduleras med $M^{N}$ $\displaystyle M}$ alternativa symboler, består OFDM-symbolalfabetet av kombinerade symboler.

Lågpassekvivalenten OFDM-filtret uttrycks som :

\nu (t)=\summa _{k=0}^{N-1} X_{k}e^{j2\pi kt/T},\quad 0\leq t<T,

där $\{X_{k}\}$ är datasymbolerna, $N$ är antalet underbärvågor och $T$ är OFDM-symbolens tid. Underbärvågsavståndet för ${\textstyle {\frac {1}{T}}}$ gör dem ortogonala över varje symbolperiod; denna egenskap uttrycks som:

{\begin{aligned}&{\frac {1}{T}}\int _{0}^{T}\left(e^{j2\pi k_{1}t /T}\right)^{*}\left(e^{j2\pi k_{2}t/T}\right)dt\\{}={}&{\frac {1}{T}}\ int _{0}^{T}e^{j2\pi \left(k_{2}-k_{1}\right)t/T}dt=\delta _{k_{1}k_{2}}\ end{aligned}}

där $(\cdot )^{*}$ anger den komplexa konjugatoperatorn och $\delta \,$ är Kronecker-deltatet .

För att undvika intersymbolinterferens i flervägsfädningskanaler, infogas ett skyddsintervall med längden $\displaystyle T_{\text{g}}}$ före OFDM-blocket. Under detta intervall sänds ett cykliskt prefix så att signalen i intervallet ${\displaystyle -T_{\text{g}}\leq t<0} är$ lika med signalen i intervallet $(T-T_{\text{g}})\leq t<T$ . OFDM-signalen med cykliskt prefix är således:

\nu (t)=\summa _{k=0}^{N- 1}X_{k}e^{j2\pi kt/T},\quad -T_{\text{g}}\leq t<T

Lågpasssignalfiltret ovan kan vara antingen reellt eller komplext värderat. Realvärdade ekvivalenta lågpasssignaler sänds vanligtvis vid basband – trådbundna applikationer som DSL använder detta tillvägagångssätt. För trådlösa applikationer är lågpasssignalen vanligtvis komplext värderad; i vilket fall den sända signalen uppkonverteras till en bärvågsfrekvens $f_{\text{c}}$ . I allmänhet kan den sända signalen representeras som:

{\begin{aligned}s(t)&=\Re \left\{\nu (t)e^{ j2\pi f_{c}t}\right\}\\&=\summa _{k=0}^{N-1}|X_{k}|\cos \left(2\pi \left[f_{ \text{c}}+{\frac {k}{T}}\right]t+\arg[X_{k}]\right)\end{aligned}}

Användande

OFDM används i:

Digital Radio Mondiale (DRM)
Digital Audio Broadcasting (DAB)
Digital-tv DVB-T / T2 (marksänd), ATSC 3.0 (marksänd), DVB-H (handhållen), DMB-T/H , DVB-C2 (kabel)
Trådlöst LAN IEEE 802.11a , IEEE 802.11g , IEEE 802.11n , IEEE 802.11ac och IEEE 802.11ad
WiMAX
Li-Fi
ADSL ( G.dmt / ITU G.992.1 )
LTE och LTE avancerade 4G- mobilnätverk
DECT trådlösa telefoner
Modern smal- och bredbandig kraftledningskommunikation

OFDM-systemjämförelsetabell

Viktiga egenskaper hos några vanliga OFDM-baserade system presenteras i följande tabell.

Standardnamn	DAB Eureka 147	DVB-T	DVB-H	DMB-T/H	DVB-T2	IEEE 802.11a
År ratificerat	1995	1997	2004	2006	2007	1999
Frekvensområde för dagens utrustning (MHz)	174–240 , 1,452–1,492	470–862 , 174–230	470–862	470–862		4 915–6 100
Kanalavstånd, B (MHz)	1,712	6, 7, 8	5, 6, 7, 8	8	1,7, 5, 6, 7, 8, 10	20
FFT-storlek, k = 1 024	Läge I: 2k Läge II: 512 Läge III: 256 Läge IV: 1k	2k, 8k	2k, 4k, 8k	1 (enkelbärare) 4k (flerbärare)	1k, 2k, 4k, 8k, 16k, 32k	64
Antal icke-tysta underbärare, N	Läge I: 1 536 Läge II: 384 Läge III: 192 Läge IV: 768	2K-läge: 1 705 8K-läge: 6 817	1,705, 3,409, 6,817	1 (enkelbärare) 3 780 (flerbärare)	853–27 841 (1K normalt till 32K utökat operatörsläge)	52
Underbärvågsmoduleringsschema	π ⁄ 4 -DQPSK	QPSK, 16QAM, 64QAM	QPSK, 16QAM, 64QAM	4QAM, 4QAM-NR, 16QAM, 32QAM, 64QAM	QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM	BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM
Användbar symbollängd, T _U (μs)	Läge I: 1 000 Läge II: 250 Läge III: 125 Läge IV: 500	2K-läge: 224 8K-läge: 896	224, 448, 896	500 (flera operatörer)	112–3 584 (1K till 32K-läge på 8 MHz-kanal)	3.2
Ytterligare skyddsintervall , T _G / T _U	24,6 % (alla lägen)	1 ⁄ 4 , 1 ⁄ 8 , 1 ⁄ 16 , 1 ⁄ 32	1 ⁄ 4 , 1 ⁄ 8 , 1 ⁄ 16 , 1 ⁄ 32	1 ⁄ 4 , 1 ⁄ 6 , 1 ⁄ 9	1/128, 1/32, 1/16, 19/256, 1/8, 19/128, 1/4 (för 32k-läge maximalt 1/8)	1⁄4 _ _
Underbärvågsavstånd, ${\textstil \Delta f={\frac {1}{T_{U}}}\approx {\frac {B}{N}}} (Hz$ )	Läge I: 1 000 Läge II: 4 000 Läge III: 8 000 Läge IV: 2 000	2K-läge: 4 464 8K-läge: 1 116	4,464, 2,232, 1,116	8 M (enkelbärare) 2 000 (flerbärare)	279–8 929 (32K ner till 1K-läge)	312,5 K
Netto bithastighet, R (Mbit/s)	0,576–1,152	4,98–31,67 ( typ 24,13)	3.7–23.8	4,81–32,49	Typiskt 35,4	6–54
Länkspektral effektivitet , R / B (bit/s·Hz)	0,34–0,67	0,62–4,0 ( typ 3,0)	0,62–4,0	0,60–4,1	0,87–6,65	0.30–2.7
Inre FEC	Konv. kodning med lika felskyddskodhastigheter: 1 ⁄ 4 , 3 ⁄ 8 , 4 ⁄ 9 , 1 ⁄ 2 , 4 ⁄ 7 , 2 ⁄ 3 , 3 ⁄ 4 , 4 ⁄ 5 Ojämnt felskydd med avg. kodhastigheter på: ~0,34, 0,41, 0,50, 0,60 och 0,75	Konv. kodning med kodhastigheter: 1⁄ 2 3 , 2 ⁄ 3 , , ⁄ 4 , 5 ⁄ 6 eller 7 ⁄ 8	Konv. kodning med kodhastigheter: 1⁄ 2 3 , 2 ⁄ 3 , , ⁄ 4 , 5 ⁄ 6 eller 7 ⁄ 8	LDPC med kodhastigheter: 0,4, 0,6 eller 0,8	LDPC : 1 ⁄ 2 , 3 ⁄ 5 , 2 ⁄ 3 , 3 ⁄ 4 , 4 ⁄ 5 , 5 ⁄ 6	Konv. kodning med kodhastigheter: 1 ⁄ 2 , 2 ⁄ 3 , eller 3 ⁄ 4
Yttre FEC	Valfri RS (120, 110, t = 5 )	RS (204, 188, t = 8 )	RS (204, 188, t = 8 ) + MPE-FEC	BCH-kod (762, 752)	BCH-kod	Ingen
Maximal körhastighet (km/h)	200–600	53–185, varierar med sändningsfrekvens
Tidsinterfolieringsdjup (ms )	384	0,6–3,5	0,6–3,5	200–500	Upp till 250 (500 med förlängningsram)
Adaptiv transmission	Ingen	Ingen	Ingen		Ingen
Metod för flera åtkomst	Ingen	Ingen	Ingen		Ingen
Typisk källkodning	192 kbit/s MPEG2 ljudlager 2	2–18 Mbit/s Standard – HDTV H.264 eller MPEG2	H.264	Ej definierad (video: MPEG-2, H.264 och/eller AVS ; ljud: MP2 eller AC-3 )	H.264 eller MPEG2 (ljud: AAC HE, Dolby Digital AC-3 (A52), MPEG-2 AL 2)

ADSL

OFDM används i ADSL- anslutningar som följer standarderna ANSI T1.413 och G.dmt (ITU G.992.1), där det kallas diskret multitonemodulering (DMT). DSL uppnår höghastighetsdataanslutningar på befintliga koppartrådar. OFDM används också i efterföljande standarder ADSL2 , ADSL2+ , VDSL , VDSL2 och G.fast . ADSL2 använder variabel underbärvågsmodulering, från BPSK till 32768QAM (i ADSL-terminologi kallas detta för bitladdning, eller bit per ton, 1 till 15 bitar per underbärvåg).

Långa koppartrådar lider av dämpning vid höga frekvenser. Det faktum att OFDM kan hantera denna frekvensselektiva dämpning och med smalbandsstörningar är de främsta anledningarna till att det ofta används i applikationer som ADSL- modem .

Powerline-teknik

OFDM används av många kraftledningsenheter för att utöka digitala anslutningar genom strömledningar. Adaptiv modulering är särskilt viktig med en sådan bullrig kanal som elektriska ledningar. Vissa medelhastighetsmodem för smart mätning " G3" använder OFDM vid blygsamma frekvenser (30–100 kHz) med ett blygsamt antal kanaler (flera hundra) för att övervinna intersymbolinterferensen i kraftledningsmiljön. IEEE 1901- standarderna inkluderar två inkompatibla fysiska lager som båda använder OFDM. ITU -T G.hn -standarden, som tillhandahåller höghastighetsnätverk över befintliga hemledningar (kraftledningar, telefonlinjer och koaxialkablar) är baserad på ett PHY-lager som specificerar OFDM med adaptiv modulering och en lågdensitetsparitet- Kontrollera ( LDPC ) FEC-kod.

Trådlösa lokala nätverk (LAN) och storstadsnätverk (MAN)

OFDM används flitigt i trådlösa LAN- och MAN-applikationer, inklusive IEEE 802.11a/g/n och WiMAX .

IEEE 802.11a/g/n, som fungerar i 2,4- och 5 GHz-banden, specificerar datahastigheter per ström på flygsidan från 6 till 54 Mbit/s. Om båda enheterna kan använda "HT-läge" (läggs till med 802.11n ), höjs den översta 20 MHz-hastigheten per ström till 72,2 Mbit/s, med möjlighet till datahastigheter mellan 13,5 och 150 Mbit/s med en 40 MHz-kanal . Fyra olika moduleringsscheman används: BPSK , QPSK , 16- QAM och 64-QAM, tillsammans med en uppsättning felkorrigeringshastigheter (1/2–5/6). Mångfalden av val gör att systemet kan anpassa den optimala datahastigheten för de aktuella signalförhållandena.

Trådlösa personliga nätverk (PAN)

OFDM används nu också i WiMedia/Ecma-368-standarden för höghastighets trådlösa personliga nätverk i 3,1–10,6 GHz ultrabredbandsspektrum (se MultiBand-OFDM).

Marksänd digital radio- och tv-sändning

En stor del av Europa och Asien har antagit OFDM för markbunden sändning av digital-tv ( DVB -T , DVB-H och T-DMB ) och radio ( EUREKA 147 DAB , Digital Radio Mondiale , HD-radio och T-DMB ).

DVB-T

Enligt Europeiska kommissionens direktiv måste alla tv-tjänster som sänds till tittare i Europeiska gemenskapen använda ett överföringssystem som har standardiserats av ett erkänt europeiskt standardiseringsorgan, och en sådan standard har utvecklats och kodifierats av DVB Project, Digital Video Broadcasting (DVB); Ramstruktur, kanalkodning och modulering för digital marksänd tv . Standarden brukar kallas DVB-T och kräver exklusiv användning av COFDM för modulering. DVB-T används nu flitigt i Europa och på andra håll för marksänd digital-TV.

SDARS

Marksegmenten av SDARS-systemen ( Digital Audio Radio Service) som används av XM Satellite Radio och Sirius Satellite Radio sänds med hjälp av kodad OFDM (COFDM). Ordet "kodad" kommer från användningen av forward error correction (FEC).

COFDM vs VSB

Frågan om de relativa tekniska fördelarna med COFDM kontra 8VSB för marksänd digital-tv har varit föremål för viss kontrovers, särskilt mellan europeiska och nordamerikanska teknologer och tillsynsmyndigheter. USA har avvisat flera förslag om att anta det COFDM-baserade DVB-T- systemet för sina digitala tv-tjänster och har under många år valt att använda 8VSB ( vestig sidbandsmodulering ) exklusivt för markbunden digital-tv . Men i november 2017 godkände FCC en frivillig övergång till ATSC 3.0 , en ny sändningsstandard som är baserad på COFDM. Till skillnad från den första digitala tv-övergången i Amerika kommer TV-stationer inte att tilldelas separata frekvenser för att sända ATSC 3.0 och behöver inte byta till ATSC 3.0 inom någon deadline. TV-apparater som säljs i USA behöver inte heller inkludera ATSC 3.0-inställningsmöjligheter. Fulldrivna tv-stationer tillåts göra bytet till ATSC 3.0, så länge de fortsätter att göra sin huvudkanal tillgänglig genom ett samsändningsavtal med en annan station på marknaden (med liknande täckningsområde) till och med åtminstone november 2022.

En av de stora fördelarna som COFDM tillhandahåller är att göra radiosändningar relativt immuna mot flervägsdistorsion och signalfading på grund av atmosfäriska förhållanden eller passerande flygplan. Förespråkare av COFDM hävdar att det motstår flervägs mycket bättre än 8VSB. Tidiga 8VSB DTV (digital television) mottagare hade ofta svårt att ta emot en signal. Dessutom tillåter COFDM enkelfrekvensnätverk, vilket inte är möjligt med 8VSB.

Men nyare 8VSB-mottagare är mycket bättre på att hantera multipath, därför kan skillnaden i prestanda minska med framsteg inom equalizerdesign.

Digital radio

COFDM används även för andra radiostandarder, för Digital Audio Broadcasting (DAB), standarden för digital ljudsändning vid VHF -frekvenser, för Digital Radio Mondiale (DRM), standarden för digital sändning vid kortvågs- och mellanvågsfrekvenser (under 30 MHz ) och för DRM+ en mer nyligen införd standard för digital ljudsändning på VHF -frekvenser. (30 till 174 MHz)

USA använder återigen en alternativ standard, ett proprietärt system utvecklat av iBiquity , kallat HD Radio . Den använder dock COFDM som den underliggande sändningstekniken för att lägga till digitalt ljud till AM (mellanvåg) och FM-sändningar.

Både Digital Radio Mondiale och HD Radio klassificeras som in-band on-channel system, till skillnad från Eureka 147 (DAB: Digital Audio Broadcasting ) som använder separata VHF eller UHF frekvensband istället.

BST-OFDM används i ISDB

Det bandsegmenterade överförings-ortogonala frekvensdelningsmultiplexeringssystemet ( BST-OFDM ) som föreslagits för Japan (i ISDB-T- , ISDB-TSB- och ISDB-C- sändningssystemen) förbättrar COFDM genom att utnyttja det faktum att vissa OFDM-bärare kan vara modulerade annorlunda än andra inom samma multiplex. Vissa former av COFDM erbjuder redan denna typ av hierarkisk modulering , även om BST-OFDM är avsett att göra den mer flexibel. 6 MHz-tv-kanalen kan därför vara "segmenterad", med olika segment som moduleras olika och används för olika tjänster.

Det är till exempel möjligt att skicka en ljudtjänst på ett segment som innehåller ett segment som består av ett antal bärare, en datatjänst på ett annat segment och en tv-tjänst på ytterligare ett segment – allt inom samma 6 MHz TV-kanal. Vidare kan dessa moduleras med olika parametrar så att exempelvis ljud- och datatjänsterna skulle kunna optimeras för mobil mottagning, medan tv-tjänsten är optimerad för stationär mottagning i en miljö med hög flervägstrafik.

Ultrabredband

Ultra-wideband (UWB) trådlös personal area network-teknik kan också använda OFDM, till exempel i Multiband OFDM (MB-OFDM). Denna UWB-specifikation förespråkas av WiMedia Alliance (tidigare av både Multiband OFDM Alliance [MBOA] och WiMedia Alliance, men de två har nu gått samman), och är ett av de konkurrerande UWB-radiogränssnitten.

Flash-OFDM

Snabb åtkomst med låg latens med sömlös handoff ortogonal frekvensdelningsmultiplexering (Flash-OFDM), även kallad F-OFDM, baserades på OFDM och specificerade även högre protokolllager . Den utvecklades av Flarion och köptes av Qualcomm i januari 2006. Flash-OFDM marknadsfördes som en paketkopplad mobilbärare för att konkurrera med GSM- och 3G -nätverk. Som ett exempel licensieras 450 MHz-frekvensband som tidigare användes av NMT-450 och C-Net C450 (båda analoga 1G-nätverk, nu till största delen avvecklade) i Europa till Flash-OFDM-operatörer. ^{[ citat behövs ]}

I Finland började licensinnehavaren Digita driftsättningen av ett rikstäckande "@450" trådlöst nätverk i delar av landet sedan april 2007. Det köptes av Datame 2011. I februari 2012 meddelade Datame att de skulle uppgradera 450 MHz-nätverket till konkurrerande CDMA2000 teknologi.

Slovak Telekom i Slovakien erbjuder Flash-OFDM-anslutningar med en maximal nedströmshastighet på 5,3 Mbit/s och en maximal uppströmshastighet på 1,8 Mbit/s, med en täckning på över 70 procent av den slovakiska befolkningen. ^{[ citat behövs ]} Flash-OFDM-nätverket stängdes av i majoriteten av Slovakien den 30 september 2015.

T-Mobile Tyskland använde Flash-OFDM för att backhaul Wi-Fi HotSpots på Deutsche Bahns ICE höghastighetståg mellan 2005 och 2015, tills övergången till UMTS och LTE.

Den amerikanska trådlösa operatören Nextel Communications testade trådlösa bredbandsnätverkstekniker inklusive Flash-OFDM 2005. Sprint köpte operatören 2006 och beslutade att distribuera den mobila versionen av WiMAX , som är baserad på Scalable Orthogonal Frequency-Division Multiple Access (SOFDMA)-teknik.

Citizens Telephone Cooperative lanserade en mobil bredbandstjänst baserad på Flash-OFDM-teknik till abonnenter i delar av Virginia i mars 2006. Den maximala tillgängliga hastigheten var 1,5 Mbit/s. Tjänsten upphörde den 30 april 2009.

Vektor OFDM (VOFDM)

VOFDM föreslogs av Xiang-Gen Xia 2000 ( Proceedings of ICC 2000 , New Orleans, och IEEE Trans. on Communications , augusti 2001) för ensända antennsystem. VOFDM ersätter varje skalärt värde i den konventionella OFDMen med ett vektorvärde och är en brygga mellan OFDM och den enda bärvågsfrekvensdomänutjämnaren (SC-FDE). När vektorstorleken är $1$ är det OFDM och när vektorstorleken är minst kanallängden och FFT-storleken är $1$ är det SC-FDE.

I VOFDM, anta att $M$ är vektorstorleken, och varje skalärvärderad signal $X_{n}$ i OFDM ersätts av en vektorvärderad signal ${\bf { X}}_{n}$ av vektorstorlek $M$ , $0\leq n\leq N-1$ . Man tar $N$ -punkten IFFT av ${\displaystyle {\bf {X}}_{n},0\leq n\leq N-1} ,$ komponent- klokt och får en annan vektorsekvens av samma vektorstorlek $M$ , ${\bf {x}}_{k},0\leq k\leq N- 1$ . Sedan lägger man till en vektor CP med längden $\Gamma$ till denna vektorsekvens som

{\bf {x}}_{0},{\bf {x}}_{1},...,{\bf {x}}_{N-1}, {\bf {x}}_{0},{\bf {x}}_{1},...,{\bf {x}}_{\Gamma -1}

.

Denna vektorsekvens omvandlas till en skalär sekvens genom att sekventialisera alla vektorer av storleken ${\displaystyle M},$ som sänds sekventiellt vid en sändarantenn.

Vid mottagaren omvandlas den mottagna skalära sekvensen först till vektorsekvensen med vektorstorlek $M$ . När CP-längden uppfyller ${\textstyle \Gamma \geq \left\lceil {\frac {L}{M}}\right\rceil } ,$ sedan, efter att vektorn CP har tagits bort från vektorsekvensen och $N$ -punkten FFT implementeras komponentvis till vektorsekvensen med längden $N$ , man erhåller

{\bf {Y}}_{n}={\bf {H}}_{n}{\bf {X}}_{n}+{\bf {W}}_{n},\,\,0\leq n\leq N-1,\,\,\,\,\,\,\,\ ,\,\,\,\,\,\,(1)

där $\bf {W}}_{n}}$ ${\textstyle {\bf {H}}_{n}={\bf {H}}{\mathord {\left(\exp {\mathord {\left( {\frac {2\pi jn}{N}}\right)}}\right)}}={\bf {H}}(z)|_{z=\exp(2\pi jn/N)} }$ är additivt vitt brus och och ${\bf {H}}(z)$ är följande $M\times M$ flerfasmatris för ISI-kanalen ${\textstil H(z)=\summa _{k=0}^{L}h_{k}z^{-k}}$ :

\mathbf {H} (z)=\left[{\begin{array}{cccc}H_{0}( z)&z^{-1}H_{M-1}(z)&\cdots &z^{-1}H_{1}(z)\\H_{1}(z)&H_{0}(z)& \cdots &z^{-1}H_{2}(z)\\\vdots &\vdots &\vdots &\vdots \\H_{M-1}(z)&H_{M-2}(z)&\ cdots &H_{0}(z)\end{array}}\right]

,

där ${\textstil H_{m}(z)=\summa _{l}h_{Ml+m}z^{-l}}$ är ${\displaystyle m}:$ e flerfaskomponenten av kanalen $H(z),0\leq m\leq M-1$ . Från (1) kan man se att den ursprungliga ISI-kanalen konverteras till $N$ många vektorunderkanaler med vektorstorlek $M$ . Det finns ingen ISI över dessa vektorunderkanaler men det finns ISI inuti varje vektorunderkanal. I varje vektorunderkanal störs högst $M$ många symboler med varandra. När vektorstorleken $M=1$ återgår VOFDM ovan till OFDM och när $M>L$ och $N=1$ blir det SC-FDE. Vektorstorleken $M$ är en parameter som man kan välja fritt och korrekt i praktiken och styr ISI-nivån. Det kan finnas en avvägning mellan vektorstorlek $M$ , demodulationskomplexitet vid mottagaren och FFT-storlek, för en given kanalbandbredd.

Observera att längden på CP-delen i sekventiell form inte behöver vara en heltalsmultipel av vektorstorleken, $\Gamma M$ . Man kan trunkera den vektoriserade CP:n ovan till en sekventiell CP med en längd som inte är mindre än ISI-kanallängden, vilket inte kommer att påverka demoduleringen ovan.

Observera också att det finns många andra olika generaliseringar/former av OFDM, för att se deras väsentliga skillnader är det viktigt att se deras motsvarande mottagna signalekvationer för att demoduleras. Ovanstående VOFDM är den tidigaste och enda som uppnår den mottagna signalekvationen (1) och/eller dess ekvivalenta form, även om den kan ha olika implementeringar vid sändare kontra olika IFFT-algoritmer.

Det har visats (Yabo Li et al., IEEE Trans. on Signal Processing , okt. 2012) att om man applicerar den linjära MMSE-mottagaren på varje vektorunderkanal (1), uppnås flervägsdiversitet och/eller signalrymdsdiversitet. Detta beror på att de vektoriserade kanalmatriserna i (1) är pseudo-cirkulerande och kan diagonaliseras av $M$ -punkts DFT/IDFT-matrisen med några diagonala fasskiftningsmatriser. Sedan kan den högra DFT/IDFT-matrisen och den ${\displaystyle k}:$ e diagonala fasskiftningsmatrisen i diagonaliseringen tänkas på förkodningen till inmatningsinformationssymbolvektorn ${\bf {X}} _{k}$ i ${\displaystyle k}:$ e undervektorkanalen, och alla de vektoriserade underkanalerna blir diagonala kanaler av $M$ diskreta frekvenskomponenter från $MN$ -punkt DFT för ursprungliga ISI-kanalen. Den kan samla flervägsdiversiteten och/eller signalrymdsdiversiteten liknande förkodningen för att samla in signalrymdsdiversiteten för enstaka antennsystem för att bekämpa trådlös fädning eller den diagonala rymd-tidsblockkodningen för att samla in den rumsliga diversiteten för multipla antennsystem. Detaljerna hänvisas till IEEE TCOM och IEEE TSP papper som nämns ovan.

Wavelet-OFDM

OFDM har blivit en intressant teknik för kraftledningskommunikation (PLC). Inom detta forskningsområde introduceras en wavelet-transform för att ersätta DFT som metoden för att skapa ortogonala frekvenser. Detta beror på de fördelar wavelets erbjuder, som är särskilt användbara på bullriga kraftledningar.

Istället för att använda en IDFT för att skapa avsändarsignalen använder wavelet OFDM en syntesbank som består av en $N$ -bandstransmultiplexer följt av transformationsfunktionen

F_{n}(z)=\summa _{k=0}^{L-1} f_{n}(k)z^{-k},\quad 0\leq n<N

På mottagarsidan används en analysbank för att demodulera signalen igen. Denna bank innehåller en invers transformation

G_{n}(z)=\summa _{k=0}^{L-1} g_{n}(k)z^{-k},\quad 0\leq n<N

följt av en annan $N$ -bandstransmultiplexerare. Förhållandet mellan båda transformationsfunktionerna är

{\begin{aligned}f_{n}( k)&=g_{n}(L-1-k)\\F_{n}(z)&=z^{-(L-1)}G_{n}*(z-1)\end{aligned }}

Ett exempel på W-OFDM använder Perfect Reconstruction Cosine Modulated Filter Bank (PR-CMFB) och Extended Lapped Transform (ELT) används för wavelet TF. Således ges $\textstyle f_{n}(k)$ och ${\displaystyle \textstyle g_{n}(k)} som$

{\begin{aligned}f_{n}(k)&=2p_{0}(k)\cos \left[{\frac {\pi }{N}}\left(n+{\frac {1} {2}}\right)\left(k-{\frac {L-1}{2}}\right)-(-1)^{n}{\frac {\pi }{4}}\right] \\g_{n}(k)&=2p_{0}(k)\cos \left[{\frac {\pi }{N}}\left(n+{\frac {1}{2}}\right )\left(k-{\frac {L-1}{2}}\right)+(-1)^{n}{\frac {\pi }{4}}\right]\\P_{0} (z)&=\summa _{k=0}^{N-1}z^{-k}Y_{k}\left(z^{2N}\right)\end{aligned}}

Dessa två funktioner är deras respektive inverser och kan användas för att modulera och demodulera en given ingångssekvens. Precis som i fallet med DFT skapar wavelettransformen ortogonala vågor med $\textstyle f_{0}$ , ${\displaystyle \textstyle f_{1}} ,$ ..., ${\ displaystyle \textstyle f_{N-1}}$ . Ortogonaliteten säkerställer att de inte stör varandra och kan skickas samtidigt. Vid mottagaren är $\textstyle g_{0}$ , $\textstyle g_{1}$ , ..., $\textstyle g_{N-1}$ används för att rekonstruera datasekvensen en gång till.

Fördelar jämfört med standard OFDM

W-OFDM är en vidareutveckling av standarden OFDM, med vissa fördelar.

Huvudsakligen är sidolobsnivåerna för W-OFDM lägre. Detta resulterar i mindre ICI, samt större robusthet mot smalbandsinterferens. Dessa två egenskaper är särskilt användbara i PLC, där de flesta linjerna inte är skärmade mot EM-brus, vilket skapar bullriga kanaler och brusspik.

En jämförelse mellan de två moduleringsteknikerna avslöjar också att komplexiteten hos båda algoritmerna förblir ungefär densamma.

Historia

1957: Kineplex, multi-carrier HF-modem (RR Mosier & RG Clabaugh)
1966: Chang, Bell Labs: OFDM-papper och patent
1971: Weinstein & Ebert föreslog användning av FFT och skyddsintervall
1985: Cimini beskrev användningen av OFDM för mobil kommunikation
1985: Telebit Trailblazer Modem introducerade ett 512 bärare Packet Ensemble Protocol ( 18 432 bit/s )
1987: Alard & Lasalle: COFDM för digital sändning
1988: I september TH-CSF LER, första experimentella digital-TV-länk i OFDM, Paris-området
1989: OFDM internationell patentansökan
Oktober 1990: TH-CSF LER, första fälttest av OFDM-utrustning, 34 Mbit/s i en 8 MHz-kanal, experiment i Parisområdet
December 1990: TH-CSF LER, första OFDM-testbäddsjämförelse med VSB i Princeton USA
September 1992: TH-CSF LER, andra generationens utrustningsfälttest, 70 Mbit/s i en 8 MHz-kanal, dubbla polarisationer. Wuppertal, Tyskland
Oktober 1992: TH-CSF LER, andra generationens fälttest och testbädd med BBC, nära London, Storbritannien
1993: TH-CSF-show i Montreux SW, 4 TV-kanaler och en HDTV-kanal i en enda 8 MHz-kanal
1993: Morris: Experimentellt 150 Mbit/s OFDM trådlöst LAN
1995: ETSI Digital Audio Broadcasting -standard EUreka: första OFDM-baserade standarden
1997: ETSI DVB-T standard
1998: Magic WAND-projektet demonstrerar OFDM-modem för trådlöst LAN
1999: IEEE 802.11a trådlös LAN-standard (Wi-Fi)
2000: Proprietär fast trådlös åtkomst (V-OFDM, FLASH-OFDM , etc.)
Maj 2001: FCC tillåter OFDM i 2,4 GHz-licensen undantagna bandet.
2002: IEEE 802.11g- standard för trådlöst LAN
2004: IEEE 802.16 -standard för trådlös MAN (WiMAX)
2004: ETSI DVB-H standard
2004: Kandidat för IEEE 802.15.3a -standarden för trådlöst PAN (MB-OFDM)
2004: Kandidat för IEEE 802.11n -standard för nästa generations trådlösa LAN
2005: OFDMA är kandidat för 3GPP Long Term Evolution (LTE) luftgränssnitt E-UTRA nedlänk.
2007: Den första kompletta implementeringen av LTE-luftgränssnittet demonstrerades, inklusive OFDM-MIMO, SC-FDMA och MIMO-upplänk för flera användare

Se även

ATSC-standarder
Bärarinterferometri
N-OFDM
Ortogonal tidsfrekvens och rymd (OTFS)
Polarisationsmultiplexering
Single-carrier FDMA (SC-FDMA)
Single-carrier frequency-domain-equalization (SC-FDE)

Vidare läsning

Bank, M. (2007). "System fritt från kanalproblem som är inneboende i att byta mobila kommunikationssystem". Elektronikbrev . 43 (7): 401–402. Bibcode : 2007ElL....43..401B . doi : 10.1049/el:20070014 .
US 7986740 , Bank, Michael; Hill, Boris & Bank, Miriam et al., "Trådlöst mobilkommunikationssystem utan pilotsignaler", publicerad 2011-07-26

externa länkar

Många användbara länkar och resurser för OFDM – WCSP Group – University of South Florida (USF)
WiMAX Forum, WiMAX, ramstandarden för 4G mobilt personligt bredband
Stott, 1997 [1] Teknisk presentation av JH Stott från BBC:s FoU-avdelning, levererad vid 20 International Television Symposium 1997; denna webbadress öppnades den 24 januari 2006.
Sida om Ortogonal Frequency-Division Multiplexing på https://web.archive.org/web/20090325005048/http://www.iss.rwth-aachen.de/Projekte/Theo/OFDM/node6.html åtkoms den 24 september 2007 .
En handledning om betydelsen av Cyclic Prefix (CP) i OFDM-system .
Siemens demos 360 Mbit/s trådlöst
En introduktion till Ortogonal Frequency Division Multiplex Technology
Kort introduktion till OFDM – Handledning skriven av Prof. Debbah, chef för Alcatel-Lucent-stolen om flexibel radio.
Kort gratis handledning om COFDM av Mark Massel tidigare på STMicroelectronics och i den digitala TV-branschen i många år.
En populär bok om både COFDM och US ATSC av Mark Massel
OFDM-överföring steg-för-steg – onlineexperiment
Simulering av optiska OFDM-system