Nuvarande spegel

En strömspegel är en krets utformad för att kopiera en ström genom en aktiv enhet genom att styra strömmen i en annan aktiv enhet i en krets, och hålla utströmmen konstant oavsett belastning. Strömmen som "kopieras" kan vara, och är ibland, en varierande signalström. Begreppsmässigt är en ideal strömspegel helt enkelt en idealisk inverterande strömförstärkare som också vänder strömriktningen. Eller den kan bestå av en strömstyrd strömkälla (CCCS) . Strömspegeln används för att tillhandahålla förspänningsströmmar och aktiva belastningar till kretsar. Den kan också användas för att modellera en mer realistisk strömkälla (eftersom idealiska strömkällor inte existerar).

Kretstopologin som tas upp här är en som förekommer i många monolitiska IC:er. Det är en Widlar-spegel utan ett emitterdegenerationsmotstånd i följetransistorn (utgångstransistorn). Denna topologi kan endast göras i en IC, eftersom matchningen måste vara extremt nära och inte kan uppnås med diskret.

En annan topologi är Wilson-strömspegeln . Wilson-spegeln löser spänningsproblemet med den tidiga effekten i denna design.

Strömspeglar appliceras i både analoga och blandade VLSI- kretsar.

Spegelegenskaper

Det finns tre huvudspecifikationer som kännetecknar en aktuell spegel. Den första är överföringsförhållandet (i fallet med en strömförstärkare) eller utströmmens storlek (i fallet med en konstant strömkälla CCS). Den andra är dess AC-utgångsresistans, som bestämmer hur mycket utströmmen varierar med spänningen som appliceras på spegeln. Den tredje specifikationen är det minsta spänningsfallet över spegelns utgångsdel som krävs för att den ska fungera korrekt. Denna minimispänning dikteras av behovet av att hålla spegelns utgångstransistor i aktivt läge. Spänningsintervallet där spegeln fungerar kallas compliance-intervallet och spänningen som markerar gränsen mellan bra och dåligt beteende kallas compliance-spänningen . Det finns också ett antal sekundära prestandaproblem med speglar, till exempel temperaturstabilitet.

Praktiska uppskattningar

För analys av små signaler kan strömspegeln approximeras med dess motsvarande Norton-impedans .

Vid handanalys med stor signal är en strömspegel vanligtvis och enkelt approximerad av en idealisk strömkälla. En idealisk strömkälla är dock orealistisk i flera avseenden:

• den har oändlig växelströmsimpedans, medan en praktisk spegel har ändlig impedans
• den ger samma ström oavsett spänning, det vill säga det finns inga krav på överensstämmelseintervall
• den har inga frekvensbegränsningar, medan en riktig spegel har begränsningar på grund av transistorernas parasitiska kapacitanser
• den ideala källan är inte känslig för verkliga effekter som brus, spänningsvariationer i strömförsörjningen och komponenttoleranser.

Kretsförverkliganden av aktuella speglar

Grundläggande idé

En bipolär transistor kan användas som den enklaste ström-till-ström-omvandlaren men dess överföringsförhållande skulle i hög grad bero på temperaturvariationer, β-toleranser etc. För att eliminera dessa oönskade störningar är en strömspegel sammansatt av två kaskadkopplade ström-till-spänning och spänning-till-ström- omvandlare placerade vid samma förhållanden och med omvända egenskaper. Det är inte obligatoriskt för dem att vara linjära; det enda kravet är att deras egenskaper är spegellika (till exempel i BJT-strömspegeln nedan är de logaritmiska och exponentiella). Vanligtvis används två identiska omvandlare men karakteristiken för den första vänds genom att en negativ återkoppling appliceras. Således består en strömspegel av två kaskadkopplade lika omvandlare (den första - omvänd och den andra - direkt).

Figur 1: En strömspegel implementerad med npn bipolära transistorer som använder ett motstånd för att ställa in referensströmmen I _REF ; V _CC är en positiv spänning.

Grundläggande BJT-strömspegel

Om en spänning appliceras på BJT-bas-emitterövergången som en ingångsstorhet och kollektorströmmen tas som en utgångskvantitet, kommer transistorn att fungera som en exponentiell spänning-till-ström-omvandlare . Genom att applicera en negativ återkoppling (helt enkelt sammanfogning av basen och kollektorn) kan transistorn "vändas om" och den kommer att börja fungera som den motsatta logaritmiska ström-till-spänningsomvandlaren ; nu kommer den att justera "utgångs"-bas-emitterspänningen för att passera den applicerade "ingångs"-kollektorströmmen.

₀ Den enklaste bipolära strömspegeln (visad i figur 1) implementerar denna idé. Den består av två kaskadkopplade transistorsteg som fungerar som en omvänd och likspänning -till-ström-omvandlare. Transistorns Q1 emitter _är ansluten till jord. Dess kollektor-basspänning är noll enligt bilden. är spänningsfallet över Q1 _{VBE ,} det vill säga denna spänning ställs in av diodlagen och _Q1 sägs vara diodansluten . (Se även Ebers-Moll modell .) Det är viktigt att ha Q ₁ i kretsen istället för en enkel diod, eftersom Q ₁ ställer in V _BE för transistor Q ₂ . Om Q ₁ och Q ₂ är matchade, det vill säga har väsentligen samma anordningsegenskaper, och om spegelutgångsspänningen väljs så att kollektor-basspänningen för Q ₂ också är noll, då är VBE _-värdet satt av Q ₁ resulterar i en emitterström i den matchade Q ₂ som är densamma som emitterströmmen i Q ₁ . Eftersom Q ₁ och Q ₂ är matchade, överensstämmer också deras β -värden, vilket gör att spegelns utström är densamma som kollektorströmmen för Q ₁ .

Strömmen som levereras av spegeln för godtycklig kollektor-bas omvänd förspänning, V _CB , av utgångstransistorn ges av:

$I_{\text{C}}=I_{\text{S}}\left(e^{\ frac {V_{\text{BE}}}{V_{\text{T}}}}-1\höger)\left(1+{\frac {V_{\text{CE}}}{V_{\text {A}}}}\höger),$

där IS är _den omvända mättnadsströmmen eller skalströmmen; V _T , den termiska spänningen ; och VA _, den tidiga spänningen . Denna VCB _{ström är relaterad till} referensströmmen Iref när utgångstransistorn = 0 V med:

$I_{\text{ref}}=I_{C}\left(1+{\frac {2}{\beta _{0}}}\right ),$

som hittats med Kirchhoffs nuvarande lag vid samlarnoden för Q ₁ :

$I_{\text{ref}}=I_{C}+I_{B1}+I_{B2}\ .$

Referensströmmen levererar kollektorströmmen till Q ₁ och basströmmarna till båda transistorerna — när båda transistorerna har noll baskollektorförspänning är de två basströmmarna lika, I _B1 = I _B2 = _IB .

$I_{\text{ref}}=I_{C}+I_{B}+ I_{B}=I_{C}+2I_{B}=I_{C}\left(1+{\frac {2}{\beta _{0}}}\right),$

₀ Parameter β är transistorns β-värde för V _CB = 0 V.

Utgångsmotstånd

Om V _BC är större än noll i utgångstransistor Q _{2 kommer} kollektorströmmen i Q ₂ att vara något större än för Q ₁ på grund av Early-effekten . Med andra ord har spegeln ett ändligt utgångsresistans (eller Norton) som ges av r o _på utgångstransistorn, nämligen:

$R_{N}=r_{o}={\frac {V_{A}+V_{CE}}{I_{C}}}\ ,$

där VA är _den tidiga spänningen; och VCE , kollektor-till-emitter _- spänningen för utgångstransistorn.

Överensstämmelsespänning

För att hålla utgångstransistorn aktiv, V _CB ≥ 0 V. Det betyder att den lägsta utgångsspänningen som resulterar i korrekt spegelbeteende, överensstämmelsespänningen, är V _OUT = V _CV = V _BE under förspänningsförhållanden med utgångstransistorn vid utgångsströmmen nivå I _C och med V _CB = 0 V eller, invertering av IV -relationen ovan:

$V_{CV}=V_{T}\ln \left({\frac {I_{C}}{I_{S}}} +1\höger),$

där V _T är den termiska spänningen ; och IS _, den omvända mättnadsströmmen eller skalströmmen.

Förlängningar och komplikationer

När Q ₂ har V _CB > 0 V är transistorerna inte längre matchade. I synnerhet skiljer sig deras β-värden på grund av den tidiga effekten, med

${\begin{aligned}\beta _{1}&=\beta _{0}\\\beta _{2}& =\beta _{0}\left(1+{\frac {V_{CB}}{V_{A}}}\right),\end{aligned}}$

₀₀ där VA _är Early -spänningen och β är transistorn β för V _CB = 0 V. Förutom skillnaden på grund av Early-effekten kommer transistorns β-värden att skilja sig eftersom β-värdena beror på strömmen, och de två transistorerna nu bära olika strömmar (se Gummel-Poon modell ) .

Vidare kan Q2 _bli avsevärt varmare än Q1 _på grund av den associerade högre effektförlusten. För att bibehålla matchningen måste temperaturen på transistorerna vara nästan densamma. I integrerade kretsar och transistormatriser där båda transistorerna sitter på samma dyna är detta lätt att uppnå. Men om de två transistorerna är vitt åtskilda, äventyras precisionen hos strömspegeln.

Ytterligare matchade transistorer kan anslutas till samma bas och kommer att leverera samma kollektorström. Med andra ord kan den högra halvan av kretsen dupliceras flera gånger med olika motståndsvärden som ersätter R ₂ på varje. Observera dock att varje extra högerhalva transistor "stjäl" lite kollektorström från Q ₁ på grund av basströmmar som inte är noll från högerhalvans transistorer. Detta kommer att resultera i en liten minskning av den programmerade strömmen.

Se även ett exempel på en spegel med emitterdegeneration för att öka spegelmotståndet .

För den enkla spegeln som visas i diagrammet kommer typiska värden för $\beta$ att ge en aktuell matchning på 1% eller bättre.

Figur 2: En n-kanals MOSFET-strömspegel med ett motstånd för att ställa in referensströmmen I _REF ; V _DD är positiv spänning.

Grundläggande MOSFET-strömspegel

Den grundläggande strömspegeln kan också implementeras med användning av MOSFET-transistorer, såsom visas i figur 2. Transistorn M1 _arbetar i mättnads- eller aktivmoden , och så är M2 _. I denna inställning är utströmmen I _OUT direkt relaterad till I _REF , som diskuteras härnäst.

Drainströmmen för en MOSFET ID är en funktion av både gate-source-spänningen och drain-to-gate-spänningen för MOSFET:en som ges av _I D ₌ f ( VGS , V DG ₎ , ett förhållande som härrör från funktionaliteten _hos MOSFET - enheten. I fallet med transistorn Mi i spegeln, I _D = I _{REF .} Referensström I _REF är en känd ström och kan tillhandahållas av ett motstånd som visas, eller av en "tröskelreferens" eller " självförspänd " strömkälla för att säkerställa att den är konstant, oberoende av spänningsförsörjningsvariationer.

_GS Genom att använda V _DG = 0 för transistor M ₁ är drainströmmen i M ₁ I _D = f ( VGS , V _DG =0), så vi finner: _{f ( V GS} , (V, 0) = I_REF, implicitly determining the value of V_GS. Thus I_REF sets the value of V_GS. The circuit in the diagram forces the same V_GS to apply to transistor M₂. If M₂ is also biased with zero V_DG and provided transistors M₁ and M₂ have good matching of their properties, such as channel length, width, threshold voltage, etc., the relationship I_OUT = f(V_GS, V_DG = 0) applies, thus setting I_OUT = I_REF; that is, the output current is the same as the reference current when V_DG = 0 for the output transistor, and both transistors are matched.

Drain-to-source-spänningen kan uttryckas som V _DS = V _DG + V _GS . Med denna substitution ger Shichman–Hodges-modellen en ungefärlig form för funktion f ( V _GS , V _DG ):

${\begin{aligned}I_{d}&=f(V_{GS},V_{DG} )\\&={\frac {1}{2}}K_{p}\left({\frac {W}{L}}\right)\left(V_{GS}-V_{th}\right) ^{2}\left(1+\lambda V_{DS}\right)\\&={\frac {1}{2}}K_{p}\left[{\frac {W}{L}}\ höger]\left[V_{GS}-V_{th}\right]^{2}\left[1+\lambda (V_{DG}+V_{GS})\right],\\\end{aligned} }$

där $K_{p}$ är en teknologirelaterad konstant associerad med transistorn, W/L är transistorns bredd till längdförhållande, $V_{GS}$ är gate- källspänning, $V_{th}$ är tröskelspänningen, λ är kanallängdsmodulationskonstanten och V $\displaystyle V_{DS}}$ är drain-source-spänningen.

Utgångsmotstånd

På grund av kanallängdsmodulering har spegeln en ändlig utgångsresistans (eller Norton) som ges av r o _på utgångstransistorn, nämligen (se kanallängdsmodulering ):

$R_{N}=r_{o}={\frac {1 }{I_{D}}}\left({\frac {1}{\lambda }}r+V_{DS}\right)={\frac {1}{I_{D}}}\left(V_{ E}L+V_{DS}\höger),$

där λ = kanallängdsmodulationsparameter och VDS ₌ drain-to-source bias.

Överensstämmelsespänning

För att hålla utgångstransistorresistansen hög, V _DG ≥ 0 V. (se Baker). Det betyder att den lägsta utspänningen som resulterar i korrekt spegelbeteende, överensstämmelsespänningen, är V _OUT = V _CV = V _GS för utgångstransistorn vid utgångsströmnivån med V _DG = 0 V, eller med inversen av f - funktion, f ⁻¹ :

$V_{CV}=V_{GS}({\text{för}}\ I_{D}\ {\text{at}}\ V_{DG}=0V)=f^{-1}(I_ {D})\ {\text{med}}\ V_{DG}=0\ .$

För Shichman–Hodges-modellen är f ⁻¹ ungefär en kvadratrotsfunktion.

Förlängningar och reservationer

En användbar egenskap hos denna spegel är det linjära beroendet av f på enhetens bredd W , en proportionalitet som är ungefärlig uppfylld även för modeller som är mer exakta än Shichman-Hodges-modellen. Genom att justera förhållandet mellan de två transistorernas bredd kan således multipler av referensströmmen genereras.

Shichman–Hodges-modellen är endast korrekt för ganska daterad -teknik, även om den ofta används helt enkelt för bekvämlighet även idag. Någon kvantitativ design baserad på ny -tekniken använder datormodeller för de enheter som står för de ändrade ström-spänningsegenskaperna. Bland skillnaderna _som måste beaktas i en noggrann design är felet i kvadratlagen i Vgs för spänningsberoende och den mycket dåliga modelleringen av Vds drain spänningsberoende som tillhandahålls av _λ Vds _. Ett annat fel i ekvationerna som visar sig vara mycket signifikant är det felaktiga beroendet av kanallängden L . En betydande källa till L -beroende härrör från λ, som noterats av Gray och Meyer, som också noterar att λ vanligtvis måste tas från experimentella data.

På grund av den stora variationen av V _th även inom ett visst enhetsnummer är diskreta versioner problematiska. Även om variationen kan kompenseras något genom att använda ett Source-degenererat motstånd blir dess värde så stort att utgångsresistansen blir lidande (dvs. minskar). Denna variant förvisar MOSFET-versionen till den IC/monolitiska arenan.

Återkopplingsstödd strömspegel

Figur 3: Förstärkningsförstärkt strömspegel med op-amp-feedback för att öka utgångsresistansen

MOSFET-version av förstärkningsförstärkt strömspegel; M ₁ och M ₂ är i aktivt läge, medan M ₃ och M ₄ är i ohmskt läge och fungerar som motstånd. Operationsförstärkaren ger feedback som upprätthåller ett högt utgångsmotstånd.

Figur 3 visar en spegel som använder negativ återkoppling för att öka utgångsresistansen. På grund av op-förstärkaren kallas dessa kretsar ibland förstärkningsförstärkta strömspeglar . Eftersom de har relativt låga överensstämmelsespänningar kallas de också bredsvängande strömspeglar . En mängd olika kretsar baserade på denna idé används, särskilt för MOSFET-speglar eftersom MOSFET:er har ganska låga värden för inre utgångsresistans. En MOSFET-version av figur 3 visas i figur 4, där MOSFET: _{arna M3} och M4 arbetar i ohmskt läge _{för att spela samma} roll som emittermotstånden RE i figur 3 _, och MOSFET:erna M1 och M2 arbetar i aktivt läge i samma roller som spegeltransistorerna Q ₁ och Q ₂ i figur 3. En förklaring följer av hur kretsen i figur 3 fungerar.

Operationsförstärkaren matas med skillnaden i spänningar V ₁ − V ₂ vid toppen av de två emitterbensmotstånden med _värdet RE . Denna skillnad _förstärks av operationsförstärkaren och matas till basen av utgångstransistorn Q2 . Om kollektorbasens omvända förspänning på Q ₂ ökas genom att öka den pålagda spänningen VA _går , ökar strömmen i Q _{2 , ökar} V ₂ och minskar skillnaden V ₁ − V _{2 som} in i operationsförstärkaren. _{Följaktligen} minskas basspänningen för Q2 och VBE _. för Q2 minskar, vilket motverkar ökningen _av utströmmen

Om op-amp-förstärkningen Av är _{stor är} endast en mycket liten skillnad V ₁ − V ₂ tillräcklig för att generera den nödvändiga basspänningen V _B för Q ₂ , nämligen

$V_{1}-V_{2}={\frac {V_{B}}{A_{v}}}.$

Följaktligen hålls strömmarna i de två benmotstånden nästan lika, och spegelns utgångsström är nästan densamma som kollektorströmmen I C1 i _Q 1 , _som i sin tur ställs in av referensströmmen som

$I_{\text{ref}}=I_{C1}\left(1+{\frac {1}{\beta _{1}}} \höger),$

där β ₁ för transistorn Q ₁ och β ₂ för Q ₂ skiljer sig på grund av den tidiga effekten om den omvända förspänningen över kollektorbasen av Q ₂ är icke-noll.

Utgångsmotstånd

Figur 5: Småsignalkrets för att bestämma utgångsresistans hos spegeln; transistor Q ₂ ersätts med sin hybrid-pi-modell ; en testström I _X vid utgången genererar en spänning V _X , och utgångsresistansen är R _ut = V _X / I _X .

En idealiserad behandling av utgångsmotstånd ges i fotnoten. En analys av små signaler för en operationsförstärkare med ändlig förstärkning _Av men annars idealisk baseras på figur 5 (β, r _O och r _π hänvisar till Q ₂ ). För att komma fram till figur 5, lägg märke till att den positiva ingången på op-förstärkaren i figur 3 är på växelströmsjord, så spänningsingången till op-förstärkaren är helt enkelt växelströmssändarspänningen V e som appliceras på dess negativa _ingång , vilket resulterar i en spänningsutgång av − A _v V _e . Genom att använda Ohms lag över ingångsresistansen r _π bestäms basströmmen Ib med liten signal _som :

$I_{b}={\frac {V_{e}}{\frac {r_{\pi }}{A_{v}+1}}}\ .$

Genom att kombinera detta resultat med Ohms lag för ${\displaystyle R_{E}} kan$$\displaystyle V_{e}}$ { elimineras för att hitta:

$I_{b}=I_{X}{\frac {R_{E}}{R_{E}+{\frac {r_{\pi }}{A_{v}+1}}}}.$

Kirchhoffs spänningslag från testkällan I _X till jord för R _E ger:

$V_{X}=(I_{X}+\beta I_{b})r_{O}+(I_{X}-I_{b})R_{E}.$

Genom att ersätta I _{b och samla termer} visar sig utgångsresistansen R _{ut vara:}

$R_{\text{out}}={\frac {V_{X}}{I_{X}}}=r_{O}\left(1+\beta {\frac {R_{E}}{ R_{E}+{\frac {r_{\pi }}{A_{v}+1}}}}\right)+R_{E}\|{\frac {r_{\pi }}{A_{v }+1}}.$

För en stor förstärkning A _v ≫ r _π / R _E är den maximala utresistansen som erhålls med denna krets

$R_{\text{out}}=(\beta +1)r_{O},$

en väsentlig förbättring jämfört med grundspegeln där R _ut = r _O .

Småsignalanalysen av MOSFET-kretsen i figur 4 erhålls från den bipolära analysen genom att sätta β = g _m r _π i formeln för R _ut och sedan låta r _π → ∞. Resultatet är

$R_{\text{out}}=r_{O}\left[1+g_{m}R_{E}(A_{v}+1)\right]+R_{E}.$

Den här gången är RE _, resistansen för källbenets MOSFETs _M3 M4 _. Till skillnad från figur 3, men när Av _öka ökas (håller Av _R E _fast i värde), fortsätter R _{ut att} och närmar sig inte ett gränsvärde vid stort .

Överensstämmelsespänning

uppnår en stor operationsförstärkare maximal R _ut med endast en liten RE _. Ett lågt värde för RE _. betyder att V2 också är litet, vilket _som V2 _tillåter en låg överensstämmelsespänning för denna spegel, endast en spänning är större än överensstämmelsespänningen för den enkla bipolära spegeln Av denna anledning kallas denna typ av spegel också en bredsvängande strömspegel , eftersom den tillåter utspänningen att svänga lågt jämfört med andra typer av speglar som uppnår ett stort R _ut endast på bekostnad av stora överensstämmelsespänningar.

vid _MOSFET -kretsen i figur 4, liksom kretsen i figur 3, kan ju större op amp-förstärkningen Av är, desto _mindre RE _kan göras en given Rout , och desto lägre blir överensstämmelsespänningen för spegeln.

Andra aktuella speglar

Det finns många sofistikerade strömspeglar som har högre utgångsresistanser än basspegeln (närmar sig närmare en idealisk spegel med strömutgång oberoende av utspänning) och producerar strömmar som är mindre känsliga för temperatur- och enhetsparametervariationer och för kretsspänningsfluktuationer. Dessa multitransistorspegelkretsar används både med bipolära och MOS-transistorer. Dessa kretsar inkluderar:

• Widlar -strömkällan
• Wilson -strömspegeln som används som strömkälla
• Kaskodade strömkällor

Se även

• Nuvarande källa
• Widlar nuvarande källa
• Wilson nuvarande spegel
• Bipolär junction transistor
• MOSFET
• Kanallängdsmodulering
• Tidig effekt

externa länkar

• 4QD tec - Strömkällor och speglar Kompendium av kretsar och beskrivningar