Cascode

Ej att förväxla med Cascade (disambiguation) .

Kaskoden är en tvåstegsförstärkare som består av ett gemensamt emittersteg som matas in i ett gemensamt bassteg .

Jämfört med ett enda förstärkarsteg kan denna kombination ha en eller flera av följande egenskaper: högre ingångs-utgångsisolering, högre ingångsimpedans , hög utgångsimpedans , högre bandbredd .

I moderna kretsar är kaskoden ofta konstruerad av två transistorer ( BJT eller FET ), där en fungerar som en gemensam emitter eller gemensam källa och den andra som en gemensam bas eller gemensam grind . Kaskoden förbättrar ingångs-utgångsisoleringen (minskar backöverföring), eftersom det inte finns någon direkt koppling från utgång till ingång. Detta eliminerar Miller-effekten och bidrar därmed till en mycket högre bandbredd.

Historia

Användningen av en cascode (ibland verifierad till cascoding ) är en vanlig teknik för att förbättra analoga kretsprestanda, tillämplig på både vakuumrör och transistorer . Namnet "cascode" myntades i en artikel skriven av Frederick Vinton Hunt och Roger Wayne Hickman 1939, i en diskussion om tillämpningen av spänningsstabilisatorer . De föreslog en kaskad av två trioder (den första med en gemensam katoduppställning , den andra med ett gemensamt rutnät ) som ersättning för en pentod , och så namnet kan antas vara en förkortning av "casc(aded triode amplifier) har egenskaper som liknar, men mindre bullriga än, en enda pent)ode". Kaskodkretsar användes i tidiga tv-apparater för "front-end" eller tuner på grund av deras låga brus och bredare bandbredd.

Drift

Figur 1: N -kanal klass-A kaskodförstärkare

Figur 1 visar ett exempel på en kaskodförstärkare med en gemensam källförstärkare som ingångssteg som drivs av en signalkälla, V _in . Detta ingångssteg driver en common-gate- förstärkare som utgångssteg, med utsignalen Vout _.

När den nedre FET leder den ändrar den den övre FET:ns källspänning, och den övre FET leder på grund av den ändrade potentialen mellan dess gate och källa.

Den stora fördelen med detta kretsarrangemang härrör från placeringen av den övre fälteffekttransistorn (FET) som belastningen på ingången (nedre) FET:s utgångsterminal (drain). Eftersom vid arbetsfrekvenser den övre FET:ns gate är effektivt jordad, hålls den övre FET:ns källspänning (och därför ingångstransistorns kollektor) vid nästan konstant spänning under drift. Med andra ord uppvisar den övre FET:en en låg ingångsresistans till den nedre FET:en, vilket gör spänningsförstärkningen för den undre FET:en mycket liten, vilket dramatiskt minskar Miller-effektåterkopplingskapacitansen från den nedre FET:ens kollektor till gate. Denna förlust av spänningsförstärkning återvinns av den övre FET. Således tillåter den övre transistorn den nedre FET:en att arbeta med minimal negativ (Miller) återkoppling, vilket förbättrar dess bandbredd.

Den övre FET-porten är elektriskt jordad, så laddning och urladdning av strökapacitansen, Cdg , mellan drain och gate sker helt _enkelt genom R _D och utgångsbelastningen (säg R _out ), och frekvenssvaret påverkas endast för frekvenser över frekvensen associerad RC tidskonstant τ = Cdg R _D // R _out Cdg _, nämligen f = 1/(2 πτ ), en ganska hög frekvens eftersom _är liten. Det vill säga, den övre FET-grinden lider inte av Miller-förstärkning _av Cdg .

Om det övre FET-steget drivs ensamt med sin källa som ingångsnod (det vill säga konfiguration med common-gate (CG)), skulle det ha en bra spänningsförstärkning och bred bandbredd. Dess låga ingångsimpedans skulle emellertid begränsa dess användbarhet till spänningsdrivenheter med mycket låg impedans. Att lägga till den lägre FET resulterar i en hög ingångsimpedans, vilket gör att kaskodsteget kan drivas av en högimpedanskälla.

Om man skulle ersätta den övre FET med en typisk induktiv/resistiv belastning och ta utsignalen från ingångstransistorns drain (det vill säga en common-source (CS)-konfiguration), skulle CS-konfigurationen erbjuda samma ingångsimpedans som kaskoden , men kaskodkonfigurationen skulle erbjuda en potentiellt större vinst och mycket större bandbredd.

Stabilitet

Kaskodarrangemanget är också mycket stabilt. Dess utgång är effektivt isolerad från ingången både elektriskt och fysiskt. Den nedre transistorn har nästan konstant spänning vid både drain och source, och därför finns det i princip "inget" att mata tillbaka in i dess gate. Den övre transistorn har nästan konstant spänning vid sin gate och källa. Således är de enda noderna med signifikant spänning på dem ingången och utgången, och dessa är åtskilda av den centrala anslutningen av nästan konstant spänning och av det fysiska avståndet mellan två transistorer. I praktiken är det alltså liten återkoppling från utgången till ingången. Metallskärmning är både effektiv och lätt att tillhandahålla mellan de två transistorerna för ännu större isolering vid behov. Detta skulle vara svårt i entransistorförstärkarkretsar, som vid höga frekvenser skulle kräva neutralisering .

Biasing

Som visas pålägger kaskodkretsen som använder två "staplade" FET:er vissa begränsningar för de två FET:erna — nämligen den övre FET:erna måste vara förspänd så att dess källspänning är tillräckligt hög (den nedre FET-dräneringsspänningen kan svänga för lågt, vilket gör att den mättas ). Att säkerställa detta villkor för FET kräver noggrant val för paret eller speciell förspänning av den övre FET-grinden, vilket ökar kostnaderna.

Kaskodkretsen kan också byggas med bipolära transistorer, eller MOSFETs, eller till och med en FET (eller MOSFET) och en BJT. Detta kretsarrangemang var mycket vanligt i VHF- tv-mottagare när de använde vakuumrör .

Fördelar

Kaskodarrangemanget erbjuder hög förstärkning, hög bandbredd, hög svänghastighet , hög stabilitet och hög ingångsimpedans. Som en tvåtransistorkrets är antalet delar mycket lågt.

Nackdelar

Kaskodkretsen kräver två transistorer och kräver en relativt hög matningsspänning. För två-FET-kaskoden måste båda transistorerna vara förspända med riklig V _DS i drift, vilket innebär en nedre gräns för matningsspänningen.

Dual-gate version

En MOSFET med dubbla grindar fungerar ofta som en "en-transistor"-kaskod [ . Vanligt i frontändarna av känsliga VHF- mottagare, en MOSFET med dubbla grindar drivs som en gemensam källförstärkare med den primära grinden (vanligtvis betecknad "gate 1" av MOSFET-tillverkare) ansluten till ingången och den andra grinden jordad (förbikopplad) . Internt finns det en kanal som täcks av de två intilliggande grindarna; därför är den resulterande kretsen elektriskt en kaskokod sammansatt av två FET:er, varvid den gemensamma nedre dränerings-till-övre källa-anslutningen bara är den del av den enda kanalen som ligger fysiskt intill gränsen mellan de två grindarna.

Mixer i superheterodynmottagare

En kaskodkrets är mycket användbar som en multiplicerande mixerkrets i superheterodynmottagare . Vid den nedre grinden matas RF-signalen till mixern, och vid den övre grinden matas lokaloscillatorsignalen till mixern [ . Båda signalerna multipliceras med mixern, och skillnadsfrekvensen, mellanfrekvensen, tas från det övre utloppet av cascode mixern.

Detta utvecklades vidare genom att kakoda hela differentialförstärkarsteg för att bilda den balanserade mixern, och sedan Gilbert-cells dubbelbalanserade mixer .

Andra applikationer

Med framväxten av integrerade kretsar har transistorer blivit billiga när det gäller kiselformarea. Speciellt inom MOSFET -teknik kan kaskoning användas i strömspeglar för att öka utgångsimpedansen för utgångsströmkällan .

En modifierad version av kaskoden kan också användas som en modulator , särskilt för amplitudmodulering . Den övre enheten levererar ljudsignalen och den nedre är RF- förstärkarenheten.

Högspänningsstack

En kaskod kan också kombineras med en spänningsstege för att bilda en högspänningstransistor. Ingångstransistorn kan vara av vilken låg- U _CEO- typ som helst, medan de andra, som fungerar som staplade linjära seriespänningsregulatorer , bör kunna motstå en avsevärd bråkdel av matningsspänningen. Observera att för en stor utspänningssvängning bör deras basspänningar inte förbigås till jord av kondensatorer, och det översta stegmotståndet ska kunna motstå hela matningsspänningen. Detta visar att en linjär seriespänningsregulator faktiskt är en strömbuffert med dess ingångs- och utgångsbeteckningar ombytta.

Parametrar med två portar

Kaskodkonfigurationen kan representeras som en enkel spänningsförstärkare (eller mer exakt, som ett g -parameter tvåportsnätverk ) genom att använda dess ingångsimpedans , utgångsimpedans och spänningsförstärkning . Dessa parametrar är relaterade till motsvarande g -parametrar nedan. Andra användbara egenskaper som inte beaktas här är kretsbandbredd och dynamiskt omfång .

BJT-kaskod: lågfrekventa småsignalparametrar

Figur 2: BJT Cascode som använder idealiska strömkällor för DC-förspänning och stora kopplingskondensatorer till jord och till AC-signalkällan; kondensatorer är kortslutningar för AC

Den idealiserade småsignalekvivalenta kretsen kan konstrueras för kretsen i figur 2 genom att ersätta strömkällorna med öppna kretsar och kondensatorerna med kortslutningar, förutsatt att de är tillräckligt stora för att fungera som kortslutningar vid de intressanta frekvenserna. BJT:erna kan representeras i småsignalkretsen av hybrid-π-modellen .

	Definition	Uttryck
Spänningsförstärkning	$A_{\text{v}}=g_{21}=\left.{\frac {v_{\text{out}}}{v_{\text{in}}}}\right| _{i_{\text{out}}=0}$	$-g_{m2}(r_{\pi 1}//r_{{\text{O}} 2})(g_{m1}r_{{\text{O}}1}+1)$
Ingångsresistans	$R_{\text{in}}={\frac {1}{g_{11}}}=\left.{\frac {v_{\text{in}}}{i_{\text {in}}}}\right|_{i_{\text{out}}=0}$	$r_{\pi 2}$
Utgångsmotstånd	$R_{\text{out}}=g_{22}=\left.{\frac {v_{\text{out}}}{i_{\text{out}}}}\right| _{v_{\text{in}}=0}$	$r_{{\text{O}}1}+(g_{m1}r_{{\text{ O}}1}+1)(r_{\pi 1}//r_{{\text{O}}2})$

MOSFET-kaskod: lågfrekventa småsignalparametrar

Figur 3: MOSFET-kaskod som använder idealiska spänningskällor för DC-gate-bias och en DC-strömkälla som aktiv belastning. Eftersom varje MOSFET-transistor har gate och source anslutna, är denna konfiguration endast giltig för diskreta 3-terminala komponenter.

På liknande sätt kan småsignalparametrarna härledas för MOSFET-versionen, och ersätta MOSFET med dess hybrid-π-modellekvivalent. Denna härledning kan förenklas genom att notera att MOSFET-grindströmmen är noll, så småsignalmodellen för BJT blir den för MOSFET i gränsen för noll basström:

$I_{B}\to 0\Rightarrow r_{\pi }={\frac {V_{T}}{I_{B}}}\to \infty ,$

där V _T är den termiska spänningen .

	Definition	Uttryck
Spänningsförstärkning	${A_{\mathrm {v} }}=g_{21}={\begin{matrix}{v_{\mathrm {out} } \over v_{\mathrm {in} }} \end{matrix}}{\Big |}_{i_{out}=0}$	${-(g_{\mathrm {m1} }r_{\mathrm {O1} }+1)g_{\mathrm {m2} } r_{\mathrm {O2} }}$
Ingångsresistans	$R_{\mathrm {in} }={\begin{matrix}{\frac {1}{g_{11}}}\end{matrix}}={\begin{matrix}{ \frac {v_{in}}{i_{in}}}\end{matrix}}{\Big |}_{i_{out}=0}$	$\infty$
Utgångsmotstånd	$R_{\mathrm {out} }=g_{22}={\begin{matrix}{\frac {v_{out}}{i_{out}}}\end{matris}}{ \Big |}_{v_{in}=0}$	$\left(r_{\mathrm {O1} }+r_{\mathrm {O2} }\ höger)\left(1+g_{\mathrm {m1} }(r_{\mathrm {O1} }//r_{\mathrm {O2} })\right)$

Kombinationen av faktorer g _m r _O förekommer ofta i formlerna ovan, vilket inbjuder till ytterligare undersökning. För den bipolära transistorn är denna produkt (se hybrid-pi-modell) :

$g_{m}r_{O}={\frac {I_{C}}{V_{T}}}{\frac {V_{A}+V_{CE}}{I_{C}}}= {\frac {V_{A}+V_{CE}}{V_{T}}}.$

I en typisk diskret bipolär anordning är den tidiga spänningen V _A ≈ 100 V och den termiska spänningen nära rumstemperatur V _T ≈ 25 mV, vilket gör g _m r _O ≈ 4000, ett ganska stort antal.

Från artikeln om hybrid-pi-modellen hittar vi för MOSFET i aktivt läge:

$g_{m}r_{O}={\frac {2I_{D}}{V_{GS}-V_{th}}}{\frac {1/\lambda +V_{DS}}{I_{ D}}}={\frac {2(1/\lambda +V_{DS})}{V_{GS}-V_{th}}}.$

Vid teknologinoden 65 nanometer VDD _, I _D ≈ 1,2 mA/μ bredd, är matningsspänningen = 1,1 V; Vth _≈ ≈ 165 mV, och V _ov = _VGS - _Vth ≈ 5%V _DD 55 mV. Om man tar en typisk längd som två gånger den minsta, L = 2 L _min = 0,130 μm och ett typiskt värde på λ ≈ 1/(4 V/μm L ), finner vi 1/λ ≈ 2 V, och g _m r _O ≈ 110 , fortfarande ett stort värde. Poängen är att eftersom g _m r _O är stor nästan oavsett teknik, är den tabellerade förstärkningen och utresistansen för både MOSFET och den bipolära kaskoden mycket stora. Det faktum har implikationer i diskussionen som följer.

Lågfrekvent design

Fig. 4 Överst: BJT-kaskod med liten signal med hybrid-pi-modell Nederst: Ekvivalent krets för BJT-kaskod som använder förstärkarens lågfrekventa parametrar

G-parametrarna som finns i formlerna ovan kan användas för att konstruera en spänningsförstärkare med liten signal med samma förstärkning, ingångs- och utresistans som den ursprungliga kaskoden (en ekvivalent krets ). Denna krets gäller endast vid tillräckligt låga frekvenser för att transistorns parasitkapacitanser inte spelar någon roll. Figuren visar den ursprungliga kaskoden (fig. 1) och motsvarande spänningsförstärkare eller g-ekvivalenta tvåportar (fig. 4). Den ekvivalenta kretsen möjliggör enklare beräkningar av kretsens beteende för olika förare och belastningar. RS _I figuren driver en Thévenin-ekvivalent spänningskälla med Thévenin-resistans förstärkaren, och vid utgången är ett enkelt belastningsmotstånd _RL anslutet . Med motsvarande krets är ingångsspänningen till förstärkaren (se Spänningsdelare) :

${\upsilon }_{in}={\upsilon }_{s}{\begin{matrix}{\frac {R_{in}} {R_{S}+R_{i}}}\end{matris}}$ ,

vilket visar vikten av att använda en drivrutin med resistans R _S << R _in för att undvika dämpning av signalen som kommer in i förstärkaren. Av ovanstående förstärkaregenskaper ser vi att R _in är oändlig för MOSFET-kaskoden, så ingen dämpning av insignalen sker i det fallet. BJT-kaskoden är mer restriktiv eftersom R _in = r _π2 .

På ett liknande sätt är utsignalen från den ekvivalenta kretsen

${\upsilon }_{out}=A_{v}\ {\upsilon }_{in}{\begin{matrix} {\frac {R_{L}}{R_{L}+R_{out}}}\end{matris}}$ .

I lågfrekventa kretsar önskas vanligtvis en högspänningsförstärkning, därav vikten av att använda en belastning med resistans RL >> R _{ut för att undvika} dämpning av signalen som når belastningen. Formlerna för R _ut kan användas antingen för att designa en förstärkare med en tillräckligt liten utgångsresistans jämfört med belastningen eller, om det inte kan göras, för att besluta om en modifierad krets, till exempel för att lägga till en spänningsföljare som matchar belastningen bättre.

Den tidigare uppskattningen visade att kaskodutgångsresistansen är mycket stor. Innebörden är att många belastningsresistanser inte kommer att uppfylla villkoret R _L >> R _ut (ett viktigt undantag är att driva en MOSFET som last, som har oändlig lågfrekvent ingångsimpedans). Emellertid är misslyckandet med att uppfylla villkoret R _L >> R _ut inte katastrofalt eftersom kaskodförstärkningen också är mycket stor. Om konstruktören är villig kan den stora vinsten offras för att tillåta ett lågt belastningsmotstånd; för R _L << R _ut förenklas förstärkningen enligt följande:

${\upsilon }_{out}=A_{v}\ {\upsilon }_{in}{\begin{matrix}{\frac {R_{L}}{R_{L}+R_ {out}}}\approx A_{v}\ {\upsilon }_{in}{\frac {R_{L}}{R_{out}}}={\frac {A_{v}}{R_{out }}}\ {\upsilon }_{in}R_{L}\approx -g_{m2}R_{L}{\upsilon }_{in}\end{matris}}$ .

Denna förstärkning är densamma som för ingångstransistorn som verkar ensam. Således, även om man offra förstärkningen, producerar kaskoden samma förstärkning som transkonduktansförstärkaren med en transistor, men med bredare bandbredd.

Eftersom förstärkarna har bred bandbredd, kan samma tillvägagångssätt bestämma bandbredden för kretsen när en belastningskondensator är ansluten (med eller utan ett belastningsmotstånd [ . Det antagande som behövs är att belastningskapacitansen är tillräckligt stor för att styra frekvensberoendet, och bandbredden styrs inte av de försummade parasitiska kapacitanserna hos själva transistorerna.

Högfrekvent design

Vid höga frekvenser måste transistorernas parasitiska kapacitanser (gate-to-drain, gate-to-source, drain-to-kropp och bipolära ekvivalenter) inkluderas i hybrid-π-modellerna för att få ett exakt frekvenssvar. Designmålen skiljer sig också från betoningen på övergripande hög förstärkning som beskrivs ovan för lågfrekvent design. I högfrekvenskretsar impedansmatchning vid förstärkarens ingång och utgång typiskt önskvärd för att eliminera signalreflektioner och maximera effektförstärkningen . I kaskoden kännetecknas isoleringen mellan ingångs- och utgångsportarna fortfarande av en liten omvänd överföringsterm g ₁₂ , vilket gör det lättare att designa matchande nätverk eftersom förstärkaren är ungefär ensidig.